整流器的直接功率控制

毕业论文说明书三相PWM整流器的直接功率控制仿真研究计算机与控制工程学院1205044222何子奕学生姓名： 学号： 电气工程及其自动化学 院： 赵俊梅专 业： 指导教师： 2016 年 6 月三相PWM整流器直接控制摘要随着现代工业的发展，越来越多的目光落在了变流装置上，如逆变电源和高频开关等等，这些变流装置大多都需要整流装置的配合。传统整流器中不论是使用二极管的不控整流，还是使用晶闸管的相控整流都会在电网侧产生大量的谐波电流和电压，造成低功率因数、电网运行不经济等缺点。本文在此基础上，研究一种基于PWM波的整流控制技术，它可以使得交流侧输入的电压电流实现同相位，减小网侧中的谐波成分。这种控制的实现是基于电路有功和无功功率的分析，这种技术就是直接功率控制，简称DPC。本文以电压型PWM整流器为模板，通过分析其拓扑图结构，建立了三相整流器在两相坐标系下的数学模型。通过学习和研究瞬时功率理论，在模型中加入了瞬时功率计算模块。设计两相电压u、u比较得到输入电压的相位。根据这些模块算法建立了PWM整流系统的控制模型。最后在MATLAB的simulink中建立了PWM整流器直接功率控制的仿真模型，整个控制系统采用双闭环系统反馈控制电流相位。原理是根据所采集的瞬时功率和电压相位信号推算出此时所需的输出电压，由开关表不同开关量对应的不同输出电压来选取整流器功率开关的通断顺序。关键词：PWM，整流器，直接功率控制Direct control of three phase PWM rectifierABSTRACTWith the development of modern industry, more and more attention has been on the converter, such as inverter power and high frequency switch. Traditional rectifier, whether using diode rectifiers, or the use of thyristor tube of phase controlled rectifier will at the grid side produced a lot of harmonic current and voltage, resulting in low power factor, power grid operation without economic disadvantage. On the basis of this, this paper studies a kind of rectifier control technology based on PWM wave, which can make the input voltage and current of the AC side to achieve the same phase, and reduce the harmonic component in the network side. This technology is the direct power control, referred to as DPC.In this paper, a voltage type PWM rectifier is used as the template. By analyzing the structure of the topology, the mathematical model of three-phase rectifier in the two-phase. By studying and studying instantaneous power theory, instantaneous power calculation module is added in the model. The phase of the input voltage is compared with the design of the two phase voltage ua and ub. According to these modules, the control model of PWM rectifier system is established.Finally, the simulation model of direct power control of PWM rectifier is established in MATLAB /Simulink. The whole control system adopts double closed loop system to control current phase. The principle is according to the acquisition of the instantaneous power and phase voltage signal is calculated at the required output voltage, by the switching table corresponding to different switch quantity output different voltage to select rectifier power switch of the switching sequence.Key words: PWM, rectifier, direct power control目 录1 绪论11.1 研究的背景及意义11.2 PWM整流器的研究概况21.3 直接功率控制技术的发展现状21.4 毕业设计课题的任务和要求32 PWM整流器的分析设计52.1 三相PWM整流器的工作原理52.1.1 整流器主电路拓扑选择52.1.2 整流器的开关工作状态52.2 PWM整流器的数学模型62.2.1 三相电压在两相静止坐标系下的数学模型82.3 本章小结103 三相电压型PWM整流器直接功率控制策略103.1 三相PWM整流器直接功率控制理论103.2 直接功率控制系统的基本组成113.3 直接功率控制系统的工作原理123.3.1 电压、电流和功率的测量133.3.2 输入空间扇形区划分133.3.3 功率滞环比较器143.3.4 开关状态表153.4 本章小结174 系统仿真及实验结果184.1 整流电路参数的设计184.1.1 直流侧电压选取184.1.2 交流侧电感选取194.1.3 直流侧电容选取224.2 仿真模型234.2 仿真波形304.3 本章小结34参考文献35致谢371 绪论1.1 研究的背景及意义伴随着半导体科技的快速成长，电力电子装置在交通、工业、能源、运输等领域发挥了越来越重要的应用，其中整流电路可以把交变电压转换为直流电压或可调电压的一种设备1。整流电路一般由主电路、滤波器件和变压器件构成。1970年以后，整流装置通常采用含有硅的整流二极管以及晶闸管组成。滤波器接在整流电路后面，但要在负载之前，用作滤出直流电压中的交流谐波。变压器的设置与否要根据实际情况的不同做出改变。变压器的作用是电隔离。它可以减小电路两侧电压和电流之间的影响，使得整个系统运行在更稳定的状态，在一定程度上保证整流供电的可靠性。整流电路通过对晶闸管触发相位的控制，从而达到控制输出直流电压的目的，所以这种电路又称之为相控整流电路。这种整流电路的工作机理是当电压到达自然换相点时自然换相，不需要专门设置驱动电路，所以其的使用起来简单方便、稳定可靠，是以在直流电机的转速调节、同步电机的励磁调节、工业制炼、电镀等范围得到广泛的使用。当相控角较大时，电压电流的相位偏差很大，无法实现单位功率因数运行，网测电流中谐波成分较大。此外，一般的整流环节通常采用二极管搭建的不控整流电路或是使用晶闸管的相控整流电路，这样做的好处是可以简单方便的实现整流，但是单纯的使用二极管或晶体管会在电网中产生大量的谐波电流和无功功率损失，造成严重的电网“污染”。如何提高整流电路的功率因数（实现单位化）、消弭谐波电流已经成为电力电子这门技术中的重要目的，伴随着以PWM整流设备的出现防治这种电网“污染”最有效的解决途径就是，使得变流装置不产生谐波电流，使得电网内电流的正弦化并且实现较高的功率因数。因为PWM整流器可以使电网内电流处于正弦波输入，并且运行于单位功率因数从而减小电网中的感性无功，最终实现能量的两向流动2，做到电源绿色无污染，因此开发PWM整流器实现单位功率控制成为解决问题的关键。风能的大量应用是人类社会迈向新纪元的一个重要标志，其原理是利用风力带动迎风的叶片旋转，再利用提速装置将旋转的速度提升，来促进发电机发电。由于风力发电机得到的风力是非恒定的，因此其输出的电压是一个变化值，需要经过整流设备整流，再对蓄电瓶充电，把风电能变为化学能。然后经过有源逆变将化学能变为220V的交流市电，保证稳定的使用。我国风能资源丰富，如不加以利用会造成极大的资源浪费，因此将PWM整流技术运用到风能发电系统中就变得尤为重要3。在整个风力发电系统中，风电整流技术是很重要的一个环节，为了不造成资源的浪费，使用整流器实现单位功率因数的改变就变得尤为重要。1.2 PWM整流器的研究概况 PWM控制技术是从逆变技术和直直斩波电路中发展出来的，随着全控开关器件的不断完善，PWM控制技术在整流电路里也开始应用了。对于电压型整流器实施PWM控制有两个目的：第一，保持中间回路直流电压在允许范围；第二，使变压器一次侧的功率因数接近于1，即输入正弦电压电流，且输入电流量可以和电压的波形保持在相同相位的关系4。针对一般的系统，要实现PWM整流器正常工作，需要同时控制直流侧输出电压和交流侧输入电流，直流输出电压作为外环控制量，交流输入电流作为内环控制量。想要让PWM整流器在单位功率因数运行，可以通过很多控制方法实现。根据是否测量电流值作为反馈量，反馈控制可以划分为两类：直接电流控制和间接电流控制。在直接电流控制系统里，通过直流电压控制环节求出交流电流给定量，同时检测交流电流反馈值，由电流给定值与反馈值比较的结果决定开关元件的开关状态，从而达到对交流电流的直接控制，且使其跟踪电流的给定值。控制系统是两个闭环控制系统。其中外环控制环节是直流电压控制，内环控制采用交流电流控制环结。直流电压给定值ud*和直流电压实际采样值ud做差，将结果送入PI调节器。达到稳态时，ud与ud*相等，PI调节器的输入恢复到0。1.3 直接功率控制技术的发展现状在1990年以后，国外的研究人员发现了一种将瞬时有功功率和无功功率用于PWM变换器闭环控制系统中的新型控制策略，该控制方法的基理是用对照开关表的方式选择合适的电压空间向量，从而实现对电流的直接控制，即控制了瞬时功率，这种方法的核心是瞬时功率理论5，在电网电压控制的基础上通过观察基于功率变化所引起的电压相位变化这一现象，由瞬时功率理论可知，功率变化会引起电网中电压电流的变化，进而影响系统的瞬时有功功率和无功功率，如果我们能对整流器的功率开关加以控制，就能间接控制交流侧电流，使之和电压成同相位，即实现单位功率因数，这种控制方法称为直接功率控制策略，简称DPC。在DPC控制系统中，控制结构为电压外环、功率内环的双环控制结构。细节划分为：采集三相整流电路的各相电压和各相电流作为双环控制中功率计算的数据值，而电压外环控制需要采集的是直流侧电压的大小。首先将三相电压和三相电流进行两相坐标下的计算，因为转化为两相坐标下的数值可以让我们方便的计算出整流电路输入的瞬时有功功率和瞬时无功功率。将计算出的功率瞬时值与给定的基准值比较作为整流器件开关状态控制的参考量。两相坐标下的电压值还要通过比值计算来得出电压矢量的相位值。这个相位值也同样作为开关状态控制的参考量。就像之前所说的，只要我们先不同的功率情况下选取出相应的开关状态，我们就可以控制交流侧的电流大小和相位。使其和电压实现同相位工作，即单位功率因数运行。由于其具有众多优点，DPC控制方法日益引起国内外学者的关注和广泛研究6。1.4 毕业设计课题的任务和要求针对这种注入电网侧的大量谐波电压电流以及感性无功造成的电网运行问题。我们提出了直接功率控制技术，如何实现对PWM整流器的直接功率控制是治理这种电网“污染”最根本措施就，以此在本次课程设计中如何使得基于电压工作的三相PWM整流器实现直接功率控制是最关键的问题。基于此，此次任务的具体工作如下：第二章主要介绍了基于电压工作的三相PWM整流器的工作原理和电路的拓扑结构。在分析三相PWM整流器拓扑结构的基础上，建立了三相PWM整流器在两相坐标下的数学模型。第三章介绍了瞬时功率控制理论，给出了瞬时功率的计算方法和控制原理，分析了直接功率控制结构的组成以及实现直接功率控制的开关表。研究了DPC系统的结构组成。第四章主要就matlab中simulink仿真进行了研究，通过参数的计算确定仿真电路里各个模块和器件的数值大小，然后就其功能进行了对照比较。首先将三相整流器在二极管不控情形下进行了仿真，其主要目的是为了和在DPC系统下的仿真电路进行比较。然后就负载变化的情况下，观察直接功率控制情况和负载端直流输出电压波动的大小进行观察。2 PWM整流器的分析设计2.1 三相PWM整流器的工作原理 2.1.1 整流器主电路拓扑选择 整流器是一种电能变换装置，它可以将交流电转换为直流电。实现这一功能的关键在于晶体管的自关断特性和整流电路的拓扑结构。本次仿真试验使用的整流器具有三相电源和六个功率开关的拓扑结构，具体结构如下图所示。图2.1 三相PWM整流器主电路图图中：Ua、Ub、Uc是三相交流电压，T1-T6是IGBT，L是滤波电感，C是滤波电容，RL是直流侧负载，电感L使整流器具有升压功能，电感电流i受电感电压UL的影响，如果忽略线路阻抗电压UR的影响，则电感电压UL只受整流器的直流侧电压US和交流侧电压源电压U的影响，即UL=U-US。当我们控制了输出电压US时，我们就可以控制电感电压UL，通过对其相位和幅值的控制间接地实现了对交流侧电流i的幅值和相位的控制7。因此，通过控制整流器的功率开关的导通和关断就可以影响整流器的输入电压uS，从而实现对交流侧电流i的大小和相位进行控制，使其成为正弦波，并使整流器工作在功率因数为1的状态下。2.1.2 整流器的开关工作状态根据整流器的三相整流器桥，共计有6个开关，由Sa、Sb、Sc来表示6个开关的状态。与a相电压源连接的桥臂上的两个功率开关用开关变量Sa表示，当Sa=1时，表示整流桥上桥臂的开关导通，下桥臂的开关关断。Sa=0则表示整流桥上桥臂的开关关断，下桥臂的开关导通。当SaSbSc=001时，则表示a、b两相桥的下桥臂导通，c相桥的上桥臂导通。三个桥臂共有6个开关组成8种开关状态，（Sa、Sb、Sc从000到111），当SaSbSc=000或者111时，直流侧无电压输出，称这两种状态为零状态（即000、111为零状态），其余的开关状态为非零状态8（001-110称为非零状态）。八种非零状态分别对应八种不同的电压空间矢量uS，正如U0（000），U1（001），U2（010），U3（011），U4（100），U5（101），U6（110），U7（111）。根据公率不变原则可以知道uS的幅值为Us=23Udc (s=1-6)0(s=0或s=7)整流器的输入是以23Udc为半径的矢量圆，当SaSbSc=000-111时，uS就对应如下图的各电压矢量。图2.2 电压矢量图2.2 PWM整流器的数学模型在本次课程设计中三相整流器的数学模型采用瞬时动态控制模型。虽然三相电压整流器的数学模型有不少，但因为此次设计中我们需要采集线路的瞬时功率来产生PWM控制信号，所以不得不采用瞬时动态控制模型。因为只有采用瞬时动态控制模型才能够对整个整流线路进行实时控制9。考虑的实际线路中可能存在的问题，以图2.1中的三相电压整流器拓扑结构作参考，假设三相电压和三相电流全为正弦量，并且所有开关都是无功率损耗的理想开关，不考虑饱和情况，得到三相电压和电流的方程：ua=Umcostub=Umcost+120。uc=Umcost-120。 (2.1)ia=Imcost+ib=Imcost+120。ic=Imcost+-120。 (2.2)其中Um和Im是三相交流电压和电流的峰值，是角速度，是电压电流的相位差主要由负载性质决定。根据杰尔霍夫的电流定律不难计算，在图2.1的PWM整流电路中的微分方程为：Lddtiaibic=uaubuc-Riaibic-uraurburc (2.3)上式中ura=saudc+uoN，urb=sbudc+uoN，urc=scudc+uoN。uoN表示的是电源中性点和桥路中点之间的电压。因为主电路三相平衡，即ua+ub+uc=0ia+ib+ic=0 (2.4)由于uON= ura-SaUdc= urb-SbUdc= urc-ScUdc所以3uON= ura+ urb+ urc- Udcj=a,b,cSj又因为ura+urb+urc=0 (2.5)可知：uON= - Udc3j=a,b,cSj综合上述公式得：ura=UdcSa-13j=a,b,cSjurb=UdcSb-13j=a,b,cSjurc=UdcSc-13j=a,b,cSj (2.6)将ura、urb、urc的计算式带入微分方程可得整流器在三相abc坐标数学系中的数学模型10（微分方程）Lddtiaibic=uaubuc-Riaibic-UdcSa-13j=a,b,cSjUdcSb-13j=a,b,cSjUdcSc-13j=a,b,cSj (2.7)应用KCL计算直流侧，可知：Cdudcdt=idc-udcRL (2.8)式中，idc=Saia+Sbib+Scic,对于电阻负载来说，电感电流iL=udcRL。综合式子（2.5）和（2.8）可得，整流器在abc三相坐标下的数学模型为（状态方程）：LdiadtLdibdtLdicdtCdudcdt=uaubuc0-R 0 000 R000 0R0-sa-sb-sc0iaibicudc-000iL-usausbusc0 (2.9)2.2.1 三相电压在两相静止坐标系下的数学模型三相到两相变换这里介绍两种方法，一种是等量变换，此法是将一种坐标系下的矢量变化后与另一种坐标下的矢量相等的变换11。另一种是等功率变换。这种方法指的是变换之后与变换之前的功率数值相等，但坐标从三相变为两相。一般我们通常采用等量变换。等量变换时，通常采用等量变换逆矩阵，矩阵为：Mabc/=231-12-12032-32121212,Mabc/-1=101-12321-12-321 (2.10)经过等量变换后，三相坐标在两相静止下的状态方程：LdidtLdidtLdudt=uu0-R000R0SS0iiudc-00iL-usaus0 (2.11)公式里，u=32UMcost；在此处键入公式。u=32umsint;Sa=-162sa-sb-sc;S=12sb-sc;在三相对称的系统里，我们假设uON=0，usa=saudc，us=sudc。经过三相到两相的变换后，三相PWM整流器在坐标系中的模型：Lddtii=uu-Rii-ururCdUdcdt=idc-iL=iS+iS-iL上式里u=23ua-0.5ub-0.5ucu=(12ub-12uc)S=23(Sa-0.5Sb-0.5Sc)S=(12Sb-12Sc)由于uON=0,ura=SUdc，ur=SUdc因此将上式化简，并进行变换得：LsIs=Us-RIs-Udc(s)SLsIs=Us-RIs-Udc(s)SCsUdcs=Idcs-IL(s)Idcs=IsS+I(s)S (2.12)在公式(2.12)中整理可得Is=Us-Udc(s)SLs+RIs=Us-Udc(s)SLs+RIdcs=IsS+IsSUdcs=Idcs-IL(s)CsILs=Udc(s)RL由上述公式可得在坐标下的数学模型如下图图2.3 数学模型图2.3 本章小结本章主要介绍了基于电压工作的三相PWM整流器的拓扑结构和工作原理。以六开关的整流器为例，介绍了它的工作状态，为下文中直接功率控制的研究提供了方便。分析了开关状态对电路交流侧电流的影响，详细写出了输出电压和输入电流直接的关系算法。分析并建立了三相电压电流在两相坐标系下的转换形式，并建立了两相坐标系下的数学模型。3 三相电压型PWM整流器直接功率控制策略3.1 三相PWM整流器直接功率控制理论以前的直接功率控制理论采用了平均值的计算方法，这种方法的采用是因为定义了电压和电流为周期变化，但实际情况中电压和电流很难实现周期性变化，因为网络中存在不随时间呈现周期变化的谐波电压电流分量12。并且，当电压电流无法计算平均值时，功率计算也会出现问题，此时的电路中S2P2+Q2，如果此时依然采取传统平均电压电流时的计算公式必然会出现错误，因此我们采用的是瞬时控制策略13。外国学者提出三相整流电路的瞬时无功理论，近些年，国内外学者对于瞬时功率理论进行了深入的探索，并取得一些突破14。我们对瞬时有功功率的定义如下：瞬时相电流矢量和瞬时相电压矢量的标量积。而对瞬时无功功率定义则是：瞬时相电流矢量与瞬时相电压矢量的矢量积。对于我们一般的三相整流电路，u瞬时相电压矢量和i（瞬时相电流矢量），经过TABC/变换后，可以得到u和i在坐标系下的形式：u=uuu0,i=iii0 (3.1)在三相三线制的整流电路中，u0=i0=0，所以瞬时有功功率p和瞬时无功功率Q在坐标中的计算式子：p=ui=ui+ui (3.2)q=ui=(ui-ui)k (3.3)在式子（3.3）中，k为单位长度向量，方向与坐标平面垂直。3.2 直接功率控制系统的基本组成直接功率控制技术的最终目的是实现单位功率的控制，也就是电压电流同相位调节，它是说在交流侧电压确定不变的条件下来调节PWM整流器的瞬时有功功率和瞬时无功功率，使得无功功率在一定的范围内调节为零，也就间接控制了交流侧电流的变化15，如果控制瞬时电流为类似正弦波，并且使瞬时电流与瞬时电压同相位，即相差尽量的小。直接功率控制策略是根据整流电路的瞬时功率的变化来进行控制的，整流器直接功率控制系统结构为双环控制结构16。整个PWM整流器直接功率控制系统由两部分组成如图3.1，包括：主电路部分和控制电路部分。主电路：三相交流电源、交流侧的滤波电感、三相整流装置、直流侧滤波电容、直流侧负载。控制电路：电压电流采集模块、PI模块、电压相位计算模块、功率滞环比较模块、三相到两相计算模块。图3.1 直接功率控制系统图3.3 直接功率控制系统的工作原理PWM整流器的直接功率控制的原理简述为：当测量三相交流电压ua,ub,uc和电流ia,ib,ic后,通过公式计算，完成三相到两相的变换，将三相abc坐标下的变量变换为两相坐标系下的矢量u、u、i、i。根据公式（3.2）和公式（3.3）计算瞬时有功功率p和无功功率q，并根据u、u来计算出电压矢量的相角度。给出瞬时有功功率p和无功功率q的基准值p*,q*，有功功率的基准值由直流侧反馈电压计算决定（下文中会有详细介绍），无功功率的基准值一般设为0。将实际有功功率和无功功率的值与用功功率和无功功率的基准值做差得到差值p和q，送入滞环比较器进行比较得到开关表的控制变量Sp和Sq18。开关表需要预先设定，它输出的变量有SaSbSc，用来控制整流器的功率开关的通断。控制开关表输出的变量也是三个，它们是Sp和Sq以及。3.3.1 电压、电流和功率的测量 通过线路的测量装置可以直接测量出三相电压ua,ub,uc和电流ia,ib,ic，或者只需要测量两相电压和电流，根据公式ua+ub+uc=0ia+ib+ic=0 （3.4）计算出三相电压电流。然后通过转换坐标的方法将三相坐标abc变为两相坐标下的u、u和i、i。再通过公式（3.2）和公式（3.3）可以计算出电路的有功功率p和无功功率q。3.3.2 输入空间扇形区划分输入电压的相位由u、u共同决定，在表达上为=tan-1uu的表示形式，在空间上被划分为12个扇形区表示输入电压的12种不同的相位情况，n的具体取值可以通过公式（3.5）得出，在相位空间上的表示如图3.2所示，为12块扇形区的组合。（n-2）6n（n-1）6 （3.5）图3.2 整流器输入电压相位划分3.3.3 功率滞环比较器本系统中用到两个滞环比较器，分别是有功功率滞环比较器和无功功率滞环比较器，滞环比较器的输入是给定功率与实际测得功率的差值，分别是p和q，其中p=p-p*，q=q-q*。输出为实际功率偏离给定功率的状态Sp、Sq，有0和1两种状况，滞环比较器的宽度为2Hp、2Hq。Hp、Hq的大小决定了开关器件的通断频率。它们的量影响着整流器的平均开关频率、谐波大小、和功率开关能力，环宽越小，对功率的控制越精确且响应快，但是环宽太小的话会使得开关频率高，通断时电能浪费较大，所以功率差Hp、q的选取应根据功率换运算速度及所采用的功率器件的性能折中选择。图3.3 功率的滞环特性图如图3.3所示，当pHp时，Sp=0；当-Hpp0时，Sp=1；当-HppHp，并且dpdt0时，Sp=0。当qHq时，Sq=0；当-Hqq0时，Sq=1；当-HqqHq，并且dqdt0时，Sq=0。综上所述，我们需要在功率滞环对照器中设置Sp和Sq的值为：Sp=0 pp*-Hp 表明p需要减小不变 p*-Hppp*+Hp 表明p需要增加 （3.6）Sq=0 qq*-Hq 表明q需要减小不变 q*-Hqqq*+Hq 表明q需要增加 （3.7）3.3.4 开关状态表开关表是整个控制核心，在前面我们已经介绍了：开关的不同状态会有不同的电压输出，而不同的输入电压会影响电感两端的端电压，这是因为总的三相电压是确定的正弦交流电势，通过控制不同的PWM信号输出，选择不同的开关工作状态，使得电感电流获得相应变化，从而实现电压和电流的同相位控制，即直接功率控制。开关表的输入变量有有功和无功的增减信号Sp、Sq，以及输入电压所在的扇形区信号n，通过这些输入变量我们可以得到所需的开关PWM控制信号SaSbSc，从而发出相应的脉冲驱动信号。我们一般定义S=2Sp+Sq, Sp与Sq的取值有（0,1）、（0,0）、（1,0）、（1,1）四种情况，对应的S的值就有0，1，2，3这四种可能。设所需的电压空间矢量为Us，根据Sp与Sq和。确定Us，整流器所需的开关状态，Us的离散值有U0U7，SaSbSc=（000111）对应U0U7八个等扇形区，U0000，U1001，U2010，U3011，U4100，U5101，U6110，U7(111)如图3.4所示，每个区域都有对应的向量。图3.4 电压矢量图整流器的电压方程为：Lddtiai=uu-Rii-usus (3.8)忽略交流侧的线路压降，可得：i=i0+1L0tu-usdt (3.9)由瞬时功率的定义可知，i增加时，有功功率P也会增加，i增加时，无功功率Q会减小。用改变有功功率P的方法可以影响交流侧电流的大小，用调节无功功率Q可以影响交流侧电流的相位，达到交流侧电压电流同相位的目的。在同一扇形区，可以选择相邻的V1和V2控制功率的调节19。假设电源电压矢量为us，当Sp=Sq=0，电源电压矢量us在第一扇形区，则第一扇形区两个相邻的矢量是U1和U6，分别分析他们对瞬时功率的作用效果，可以得出我们仿真所需的开关表：表3.1 状态开关表3.4 本章小结本章介绍了瞬时控制理论，分析并使用了直接功率控制的方法，完成了直接功率控制的结构设计。以开关表为核心的控制系统提供开关的通断，影响着电压矢量的输出，从而完成直接功率的控制。通过瞬时功率控制理论完成电路瞬时有功功率和无功功率的计算。通过算法得出电压相位，通过功率滞环比较器得出开关表关于有功无功的控制变量。将这三个数据作为开关表的输入变量，完成开关状态的选择。最终实现检测系统中的功率变化，调节电压电流相位，实现直接功率控制的目标。4 系统仿真及实验结果 由于功率不小的变流装置都是非线性的，单一的理论分析不容易实现工程上的要求，需要实验来达成，但如果对其特性不解的情况下进行实验的话不仅较难达到理想效果，此外还容易破坏试验装置。因此，我们可以有借助计算机仿真模拟实验来测试效果。Simulink是matlab一个重要的实验平台，常常用于动态的分析以及嵌入式系统的多维仿真和基于模型的设计工具。对各种我们所需的变化系统，这个软件都能提供为我们处理的方法和途径。通过使用该软件，我们能够完成对动态变量的及时检测和各种计算结果的跟踪观察和仿真20。Simulink中含有大量的可应用模型可以为我们仿真提供有力地支持，其中就包含simpowersystem模块很是适用于数学分析、电路分析以及电力系统分析21，且能够实时观测各个电力电子器件的电压和电流波形，更接近事实情况，可以帮助分析电路的工作过程。本次设计利用matlab 2014a的simulink对三相电压型PWM整流电路进行了仿真。4.1 整流电路参数的设计4.1.1 直流侧电压选取负载侧的电压的选择需要参考以下要求：（1） 满足负载要求；（2） 交流侧电流可以控制并且不发生畸变。（3） 输入侧电压的基波最大值必须不小于电源电压幅值。由此，我们忽略线路阻抗的影响，可以得出：ua=Ldiadt+faUdcub=Ldibdt+fbUdcuc=Ldicdt+fcUdc （4.1）整理可得：ucb=Ldicdt-Ldibdt+fcUdc-fbUdcuac=Ldiadt-Ldicdt+faUdc-fcUdcuba=Ldibdt-Ldiadt+fbUdc-faUdc (4.2)由公式（4.1）和（4.2）可知：Ldidt=u-fUdc f=13，23 (4.3)由公式（4.3）得Ur=fUdc=13Udc，23Udc Urm=23Udc (4.4)于是得：Udc32Um (4.5)另外，为了降低成本和系统的体积，在满足上述要求的同时，也要求直流电压尽量的小。4.1.2 交流侧电感选取L的取值不仅影响着整流系统的动态性能和静态性能，也对整个整流系统的直流输出电压值和功率因数，因此L的取值对整个系统十分关键。电压型的PWM整流器的电感L具有如下作用：（1）将基于电压的PWM整流器系统的输入电压与交流侧电压隔离开。电压型PWM整流器DPC系统通过影响各个功率开过的通断来影响输出的直流电压，从而影响L两端电压，进而控制交流侧电流。（2）降低基于电压工作的PWM整流器系统的交流侧电流中谐波的含量，从而使得交流侧电流更接近正弦波。（3）使得负载侧输出的电压高于交流侧电源电压。（4）由于有L的存在，整流器系统能够向交流侧补偿感性无功，从而使得系统可以运行在不同的特性状态下22。（5）有利于系统运行在平稳状态，L会使得系统的阻尼系数变大，出现震荡的可能性变小。但是，L的取值也是有要求的，它要满足以下条件：（1） uL越小越好，一般情况下要小于输入电压的30%；（2） 单位时间内，波动的幅值要在滞环宽度里面，不能太大。否则会影响系统的稳定性23。（3） 电源侧电流的谐波含量越少越好。根据以上的要求，我们基本可以锁定L的值。由于功率恒定原理，我们可以得出系统的正交变换矩阵：TABC/dq=23costcost-120cost+120sintsint-120sint+120 (4.6)经过TABC/dq变换后，基于电压工作的PWM整流器在在dq坐标里的数学模型变为如下形式：Ldiddt=ud-Rid+Lid-urdLdiqdt=uq-Riq+Liq-urq (4.7)其中,urd=SdUdc，urq=SqUdc根据瞬时功率理论可知pq=uaubucua*ub*uc*iaibic (4.8)根据上述的整流系统在dq坐标下数学模型（4.7）和计算公式（4.8），我们可以得出Ldpdt=1.5Um2-Rp-wLq-1.5UmurdLdqdt=-Rq+wLp+1.5Umurd (4.9)由于电阻值比较小，如果略去与其相关的损耗对系统的影响也不会太大，故可以将上式化简为：Ldpdt1.5Um2-wLq-1.5UmurdLdqdt +wLp+1.5Umurd （4.10）根据Sd=1.5Sacoswt+Sbcoswt-120+Sccoswt+120Sq=1.5Sacoswt+Sbcoswt-120+Sccoswt+120 (4.11)可得Sdmax=0.816Sdmin=-0.816，Sqmax=0.816Sqmin=-0.816由上式可得：Ldpdtmax1.5Um2+UmUdcLdpdtmin1.5Um2-UmUdc (4.12)LdqdtmaxwLpmax+UmUdcLdqdtminwLpmin-UmUdc (4.13)根据式子（4.12）可知Ldpdtmax+Ldpdtmin3Um2 (4.14)令dpdt=2HpT（T为开关周期），则有2LHp(fmaxp+fminp)3Um2 (4.15)favp=fmaxp+fminp23Um24LHp (4.16) 式中：fmaxp为三相基于电压工作的PWM整流器DPC系统在2Hp滞环宽度内的最高开关频率，fminp为三相基于电压工作的PWM整流器DPC系统在2Hp滞环宽度内的最低开关频率，favp是三相基于电压工作的PWM整流器DPC系统在2Hp滞环宽度内的平均开关频率。根据公式（4.13）不难得出：Ldqdtmax+LdqdtminwLpmax+wLpmin=2wLPref (4.17)令dqdt=2HpT（T为开关周期），则有Hq(fmaxq+fminq)wpref (4.18)favq=fmaxq+fminq2=wpref2Hq (4.19)式中：fmaxq为三相基于电压工作的PWM整流器DPC系统在2Hq滞环宽度内的最高开关频率，fminq为三相基于电压工作的PWM整流器DPC系统在2Hq滞环宽度内的最低开关频率，favq是三相基于电压工作的PWM整流器DPC系统在2Hq滞环宽度内的平均开关频率。 ur同时调节有功功率p和无功功率q，那么fav=favpfavq=3wprefUm28LHpHq (4.20)由公式（4.20）可得：L=3wprefUm28HpHqfav2 (4.21)由公式（4.20）和（4.21）可以看出。当Um、pref一定时，L的大小与HpHq成反比的关系，所以HpHq得大小要合适，不能太小，否则频率会变得很高；当Um、L一定时，pref升高，平均频率会变大；当Um、pref和L一定时，频率变小，HpHq就会变大，频率很大时， HpHq趋近于0。根据要求，uL30%额定电压，所以LI0.3U (4.22)其中U是交流侧相电压的有效值；I表示电源侧相电流的有效值。由于I=PL3Ucos，其中PL是整流器的额定输出功率；cos是基于电压工作的三相PWM整流系统的输入功率。由式子（4.22）得L0.9U2cosPL （4.23） 根据式（4.21），选取合适的开关频率，推导出电感值，将其带入（4.23）中检验，若不合适，再重复推导，直至合适为止。4.1.3 直流侧电容选取电容C起到滤波和稳压的作用，它可以使得直流侧输出的电压趋于平缓，近似为一条直线，但工程中不可能百分百化简为直线形式，只能尽量的减小谐波分量，使得输出约近于某一稳定值24。这就对电容C的选取提出了很多要求。针对基于电压工作的三相整流器直接功率控制系统中的功率内环电压外环这一控制特点，即电压要跟随给定值的特点，电容C越小，输出电压追踪给定值的机能就越好；但是从系统的抗干扰性出发，电容C的值如果越小，抗谐波和干扰的能力就越差，相反，电容C的值如果越大，DPC系统抗干扰的能力就会越好。因此，我们必须综合考虑以上两个要求找出合适的电容器25。电容的取值要满足以下要求：（1） 满足系统的抗干扰要求，电容应有最小值。CUdn2UmaxRL (4.24)式中Umax是直流侧输出电压的最大值与最小值的差。（2）考虑到系统负载侧输出电压要求要跟上给定的跟随电压这一要求，电容C的选取必须有个上限26。如果直流输出电压为0，当它上升到Udn（负载侧输出电压的额定值）的时间为tr1，则：Ctr1RLInIdmRLIdmRL-Udn (4.25)一般在实践中Idm=1.2UdnRL。当负载侧电压初始值稳定下来，为最低值Ud0时，上升到Udn的时间记为tr2，则Ctr2RLInIdmRL-Ud0IdmRL-Udn (4.26)其中，Ud0=1.35UL，Idm=1.2UdnRL。4.2 仿真模型基于电压工作的三相PWM整流器直接功率控制的仿真采用MATLAB2014a软件来实现，根据基于电压工作的三相PWM整流器的拓扑结构和仿真参数建立基于电压工作的三相PWM整流器直接功率控制的仿真构图，如图4.1。图4.1 整流器直接功率控制仿真图其中主电路图4.2如下：由三相交流电压源输出100V的交流电压经过滤波电感和线路阻抗进入整流模块，整流后输出190V的直流电压对负载供电，负载端并联一个电容起稳压和滤波作用27。图4.2 主电路控制模块又两部分组成，一部分是电压控制外环反馈模块，另一部分是功率控制内环反馈模块。完成三相电压和三相电流的测量，将数值反馈给m1和m2模块，实现电压电流三相变两相的处理，将得到的数值提供给power模块完成有功功率P和无功功率Q的运算。图4.3 功率控制模块m1，m2为三相变两相模块，模块封装图及其内部电路如图4.4和图4.5所示。图4.4中输入为Ia、Ib、Ic三相交流电，输出Ialf和Ibet。图4.5中输入为三相交流电压输出位两相电压图4.4 三相到两相电流变换模块图4.5 三相到两相电压变换模块T/ABC=231012-123212-12-3212 (4.27)uaubuc=T/ABCuu=23u23-12u+32u23-12u-32u (4.28)上式子为三相到两相转换模块的算法公式，此外除了需要将三相转化为两相外还需要将Ualf和Ubet做比值，通过angle模块计算出电压相角的弧度再由sector模块进行数值选择，为最后的开关表提供选择用的数值28。图4.6 angle模块根据电压相角的计算公