降压升压DCDC转换器四开关控制方法

第2 9 卷第4 期 2 0 0 6年 1 2月 电 子 器 件 C h i n e s e J o u r ml O f E l e c t r o n De v ic e s v0 1 2 9 No 4 De c 2 0 0 6 F o u r - S wi t c h Co n t r o l Me t h o d f o r Bu c k - Bo o s t DG- DC Co n v e r t e r TI AN J i n - mi n g。 ， C HE N Xi u - q i a n g ，WANG S o n g - l i n 。 ，L AI Xi n - q u a n 。 f 1 De p t o fEl e c t r o n i cEn g i n e e r i n g， Hu a ih a i I n s t i t u t e o f 曲加蛔 , Li a n y u n g a n gJi a n g s u 2 2 2 2 0 0 5, C h i n a ； 1 I 2 ， l Y u P o w e r S u p p l y C o m p a n y , J i a n g s u G a n y u 2 2 2 1 0 0 ， C h i n a ； I I 3 I n s t i t u t e o fE l e c t r oni c C A D， X i d i a n U n i v e r s i t y ， X i a n 7 1 0 0 7 1 ， C h i n a J Ab s t r a c t ： A h i g h e f f i c i e n c y c o n t r o l me t h o d wi t h f o u r s wi t c h e s f o r o p e r a t i n g a n o n - i n v e r t i n g b u c k- b o o s t D E DC c o n v e r t e r i s a d o p t e d T h e c o n v e r t e r c a n r e g u l a t e a n o u t p u t v o l t a g e h i g h e r ，l o we r ，o r t h e s a me a s t h e i n p u t v o l t a g e Th i s s o l u t i o n u s e s a c o n t r o l s c h e me wh i c h p r o v i d e s a u t o ma t i c a n d s mo o t h t r a n s i t i o n t h r o u g h b o o s t ，b u c k -b o o s t a n d b u c k mo d e s Th e t o p o l o g y i n c o r p o r a t e d i n t h e I C p r o v i d e s a c o n t i n u o u s t r a n s f e r f u n c t i o n t h r o u g h a l l o p e r a t i n g mo d e s HS PI CE s i mu l a t i o n s a r e d o n e o n t h e r e g u l a t o r wi t h Hy n i x 0 5 g m 5 V CMOS p r o c e s s Wh e n t h e s u p p l y i s 2 5 V t o 5 5 V， t h e o u t p u t 3 3 V a n d t h e f r e q u e n c y 1 M Hz ，t h e e f f i c i e n c y i s u p t o 9 5 Th e s wi t c h i n g r e g u l a t o r ma k e s t h e p r o d u c t i d e a l f o r s i n g l e l i t h i u m i o n mu l t i c e l l a l k a l i n e o r Ni M H a p p l i c a t i o n s wh e r e t h e o u t p u t V o l t a g e i s wi t h i n t h e b a t t e r y v o l t a g e r a n g e a n d s o l v e s a p r o b l e m e n c o u n t e r e d o f t e n i n d e s i g n i n g p o we r s u p p l i e s f o r p o r t a b l e e l e c t r o n i c s Ke y w o r d s ： DE DE ； b u c k； b o o s t ； b u c k b o o s t ； f o u r - s wi t c h ； c o n v e r t e r E】 C： 1 2 9 0 降压 升压 D C DC转换器四开关控制方法 田锦明 ， 陈修强 ， 王松林。 ， 来新泉。 r 1 淮海工学院电子系， 江苏 连云港 2 2 2 0 0 5 ； 1 I 2 赣榆供电公司， 江苏赣榆 2 2 2 1 0 0 ； I I 3 西安电子科 技大学C A D所， 西安 7 1 0 0 7 1 J 摘 要： 便携式电子应用设备常常要求它的系统电压， 介于电池充分充电的电压和未充分放电的电压范围之间。比如， 对于 锂离子电池， 当输入为 2 8 伏到 4 2 伏时， 输出为 3 3 伏。达到这种要求最佳的解决方法就是高效率、 同相的四开关拓扑结构 的降压 升压 D C - D C转换器， 这种方法利用一种控制方案， 它可以实现降压、 降压 升压、 升压三种模式 自 动并且平稳地转换。 经 H S P I C E仿真， 采用 H y n i x 0 5 t a n 5 V C MO S- 1 艺， 在输入电压 2 5 5 5 V 、 输出电压 3 3 V、 频率 1 MH z 时， 效率高达 9 5 以上。是输出电压处于电池电压范围内的单节锂离子电池、 多节碱性电池或 N i MH电池应用的理想选择， 解决了在便携 式电子设备电源设计过程中所遇到的问题。 关键词 ： 直流 直流； 降压 升压； 四开关； 转换器 中图分类号： T N 4 9 2 文献标识码 ： A 文章编号： 1 O O 5 - 9 4 9 O ( 2 O o 6 ) o 4 - 1 2 4 6 - 0 4 随着便携式电子设备的日 益使用， 要求集成电路 I C及 S O C的功耗越来越低， 产品的体积也越来越小。 收稿 日期 ： 2 0 0 5 - 1 2 - 1 2 基金项 目： 国防基础科研项 目 军用电子整机优化设计制造技术 资助( K1 l 0 1 0 2 0 2 0 1 ) 作者简介： 田锦明( 1 9 6 9 一 ) ， 男 ， 工程师， 硕士研究生， 现主要从事 电力电子技术 的研究 与电源变换器电路 的设计， t i a n j i n - mi n g 4 2 1 3 1 2 6 c o rn； 陈修强( 1 9 7 7 一 ) ， 男， 现主要从事电力线路运行、 维护和监测工作； 王松林( 1 9 6 2 一 ) ， 男 ， 教授， 国家电工电子教学基地副主任， 主要从事集成电路设计与系统的优化设计； 来新泉( 1 9 6 3 一 ) ， 男 ， 博士， 教授， 副所长， 长期从事集成电路设计、 E D A软件开发的科研和教学工作； 维普资讯 第4 期 田锦明， 陈修强等： 降压 升压 D C - D C转换器四开关控制方法 1 2 4 7 对于由可充电电池供电的复杂便携式设备， 如数码 相机、 P D A及手机的使用者来说， 更加关注的是较 长的电池使用时间。由于手持设备的体积小， 只能 由一块小电池来作为电源， 而便携式的电子应用设 备常常要求一个固定的电源电压， 此电源电压介于 电池充分充电的电压和电池未充分放电的电压范围 之间。比如， 对于锂离子电池， 当输人为 2 8 V到 4 2 V时， 输出为 3 3 V， 这就要求一种高效率优化 的拓扑结构。对于这个问题有几种解决办法， 但是 每种都有很严重的缺陷。达到这种要求最佳的解决 方法就是四开关、 高效率、 非隔离式的、 同相的、 降压 一 升压 ( B u c k - B o o s t ) 直流 一直流 ( D C D C ) 转换 器 川 ， 典型的应用是采用单节锂离子电池， 多节镍氢 电池或碱性铝电池作为电源， 当电池充电或者放电 时， 可以高于、 低于或者等于要求的输出电压。这种 方法利用一种控制方案， 它可以实现降压、 降压一 升 压、 升压三种模式自动并且平稳的转换 2 。具有效 率高、 外围器件少、 体积小的特点。 1 存在的解决方法 现在， 有几种正在应用的解决方法， 包括多级升 压一降压转换器， 经典的四开关降压一 升压转换器， 多级升压转换器和线性稳压器的组合， S E P I C转换 器和 C u k转换器。本文介绍的解决方法对比其他 方法来说具有优越性。最显著的就是改良效率并且 使得控制环路和补偿所需的外围器件简单化。多级 升压一降压转换器， 反相降压 一升压转换器和经典 的四开关降压一 升压转换器在下面有更详细的论述。 1 1 多级升压一 降压转换器的缺陷 此种方法的示意图如图 1 所示2 ： g o u t 图 1 多级升压一 降压转换 器 因为这种结构包括两个孤立的D C - D C转换器， 它的功耗是单个转换器的两倍， 因此， 它总是得到很 差的效率。它还需要有大量的外围器件， 即电感和 去耦电容， 还有这两个转换器各 自需要一个补偿网 络。这些部分耗费了宝贵的电路板面积而且为实现 这些功能增加了相关的成本。 由于第一级是一个升压转换器并且对输出电容 充电， 所以在充电时要求从输入电源得到一个瞬时 的大电流的趋势。每次充放电过程都要使开关管保 持一个正确的顺序， 保证正常运行。 1 2 经典 四开关降压一 升压转换器 的缺陷 图 2 和图 4分别是采用四开关 的 B u c k - B o o s t 变换器电路拓扑和内部结构框图。这种转换器是以 H一桥结构为基础 4 ， 该结构由四个开关管 A、 B 、 C 、 D， 输出负载电容 C和负载电阻R构成。在一个 周期内， 每个输入输出晶体管对以对角线方式交替 导通。第一条通路( A - C对) 电源对电感充电， 第二 条通路( B - D对) 电感放电对电容充电。正向输出电 压 B u c k - Boo s t 变换器同样存在电感电流连续模式 和非连续模式， 其原理和推导过程几乎和反向输出 电压 B u c k - Boo s t 变换器相同， 这里不再详述。 图 2 经典 四开关降压 一升压转换 器 注意到四开关的 B u c k - Boo s t 转换器在开关状 态转换构成中， 同样是由于电感电流在开关前后不 能突变， 和反向输出电压 B u c k - Boo s t 变换器相比起 来， 此时L中的电流通路是从 L流出， 流经输出电 容 C和负载电阻R， 最后到地。L中的电流方向意 味着输出电压相对于g r o u n d 来说， 变为正， 因此该 结构具有输出电压为正电压( 以 g r o u n d 作为参考 点) 的特点。若采用一般的控制电路， 则四个开关管 在每个开关周期中都会交替导通， 在升压或者降压转 换器中， 只有两个开关管在个周期里开关一次。因 此经典四开关转换器的开关损耗是一个升压或者降 压转换器的两倍。这样过高的开关频率会引起较高 的开关损耗， 造成效率的下降， 成为该结构缺点之一。 正如文献 1 中提到的， 这种结构的电感平均电 流是 I L =-oUT Yo u r+ 1 ) ( 1 ) 假设 兰 岍 ， 则此时的 L电流平均值I = 2 I o u r ， 比较高。因为电感电流是负载电流的两倍， 所以它的阻抗消耗是一个降压或者短周期升压转换 器的四倍。过高的电感平均电流也会造成效率的下 降， 成为该结构缺点之二。 电感的物理长度必须更大一些来容纳在未饱和 情况下的额外的电流。更进一步说， 因为输出电容 必须承载脉宽调制放大器在工作时间的全部输出电 流和脉宽调制放大器在关断时充电电流。输出电容 维普资讯 电 子器件 第 2 9 卷 必须具有很低的等价串联阻抗( E S R ) 。 1 3 反相的降压一 升压转换器 可集成在芯片中的反相 B u c k - B o o s t 转换器特 点是一种非隔离型( n o n i s o l a t e d ) 的， 具有负输出电 压拓扑结构的转换器 5 引。通过调节开关管的占空 比， 可使其输出电压低于、 高于或等于输入电压。图 3 给出了该转换器的具体电路拓扑( t o p o l o g y ) 。从 图中可以看出， 该结构包括 N c h a n n e l MO S F E T的 开关管Q 、 输出续流二极管 C R 、 电感L 、 电容C 、 以 及电容的寄生电阻R c 和电感的直流电阻 R ， 电阻 R作为负载电阻使用。和 B u c k或 B o o s t 转换器一 样， B u c k - Boo s t 中的电感电流同样可以工作在连续 模式和非连续模式。连续模式的电感电流在整个开 关周期中不间断， 而非连续模式的电感电流会在开 关周期的某个时间段内变为零， 从而相对于下一个 开关周期来说变得不连续。其原理在这里不作详 述。反相变换器可以降压， 也可以升压， 这是它的主 要优点。但是， 它的应用电路稍显复杂， 从图3 可以 看出， 它的驱动不共地， 这也使线路构成复杂化， 元 件增加。 图 3反 向 输 出 电压 B u c k - Bo o s t电路 拓 扑 2 理想的解决方案 为了减小第 2 部分所述方案的缺陷， 理想的方 法就是利用一个可以根据输入输出电压来改变运行 模式的四开关 I X- I X ： 转换器8 ， 如图 4 所示： 两个 N MO S F E T开关和两个 P MO S F E T开关均集成 于芯片内部。在正常工作状态下， 芯片采用电压模 式控制 P WM方式： 振荡器产生两路同频的振荡信 号到 P WM 比较器的同相端； V O U T 通过芯片外电阻 R 和R 。 分压， 采样信号 到误差放大器反相端； 误差放大器放大 和 1 2 2 V基准电平之间的差 值， 并把放大信号输出 P WM 比较器的反相端； P WM 比较器比较振荡信号和误差放大信号， 输出 数字控制信号到逻辑控制电路中对开关管 S WA、 S WB 、 S wC和 S WD进行定相开关控制。主要思想 是： 若变换器处在降压或升压模式工作时， 仅使用四 个开关管中的其中两个像典型的同步降压或升压稳 压器那样交替导通， 而其他两个则工作在一直导通 或一直关断的状态。比起前述四个开关管在每个开 关周期中管都交替工作的机制， 该控制电路大大减 少了开关损耗， 提高了效率。同时， 此 B u c k - Boo s t 转换器还允许工作在四开关模式 ， 实现了降压区和 升压区之间占空比的平滑过渡。可推导工作在该机 制下的电感平均电流： 图 4正向输 出电压 B u c k - B o o s t 变换器电路 内部框 图 一 1 L t A C - 4 - t A D - 4 - t m D_ -4 - t m 一 O U T ( 2 ) 一 z ) 其中： A D 和 分别指的是开关管 A和 D同时 导通和开关管 B和 D同时导通的时间， 两时间相加 结果就是电感向负载输出电流的时间之和。由于 时电感电压为零， 不对输出负载电流作任何贡 献， 因此可把 从方程( 2 ) 中去掉。利用在该控制 电路下， 和 岍之间的关系式 一 t A C -4 - t A D 一 代入方程( 2 ) ， 再进行化简得： 瓦 一 + ) ( 3 ) 从上式可以看出， 假设 V 一 岍 ， 若 O ， 则瓦 V o w) ， 在该操作 方式下， 开关 D始终导通， 而开关 C始终关断。当 内部控制电压 高于电压 、 ， 时， 输出 A开始接 通。在开关 A关断期间， 同步开关 B在剩余的时间 里接通。开关 A和 B像一个典型的同步降压转换 器那样交替导通。开关 A的占空 比随着控制电压 的增加而增加， 直到变换器在降压模式下的最大占 空比达到 D 眦 e U c K ， 其数值由下式给出： B U C K一 1 0 0一 D4 式中的D 4 S 一四开关范围的占空比( ) D4 a v一 ( 1 5 0 n s f) 1 0 0 式中的 f一工作频率( Hz ) ， 在该点以外， 即到达“ 四 开关” 或降压 升压区。 图 7 ( b ) ( d ) 是工作在降压一升压或四开关区 ( 、 ， 册) ， 当内部控制电压 高于电压 时， 对于占空比Dmx e U c K ， 开关对 A D保持接通状态， 而开关对 AC开始逐步接通。开关对 B D则随着开 关对 A C的逐步接通而相应地断开。当 电压到 达降压 升压范围的边缘( 电压 ) 时， A C开关对将 B D开关对完全关断， 且升压期在占空比为 D 4 时 开始。 图7 ( e ) 是工作在升压区( D C Con v e r t e r J I E E E 2 0 0 4 ， 1 4 1 I - 1 4 1 5 3 Mi c r c r p o w e r