300w功率因数校正器设计

信息工程学院本科毕业设计论文题目300W功率因数校正器设计系（部）电子信息系专业自动化2010年05月毕业设计（论文）任务书院（系）电子信息系专业自动化班B060304姓名1毕业设计（论文）题目300W功率因数校正器设计2题目背景和意义提高功率因数，开发新型高功率因数变流器是节省能源、提高电能质量、保证电力系统安全稳定运行的要求。针对谐波污染，国际上已制定了各种相关的标准和规定，以限制谐波的危害，净化电磁环境。随着这些标准的强制执行，PFC技术势在必行。在用电设备中采用PFC技术来提高功率因数、提高效率，可以减少电源整机成本，提高可靠性，对于提高产品的竞争力既有十分重要的意义。3设计论文的主要内容（理工科含技术指标）主要内容掌握AC/DC变流器和有源功率因数校正器的原理。设计单周期控制的1KW功率因数校正器硬件系统，掌握系统调试方法，使系统达到设计要求。技术指标输入交流220V10；输出380V直流；输出功率300W；功率因数98；4设计的基本要求及进度安排（含起始时间、设计地点）基本要求（1）分析、掌握该课题总体方案，广泛阅读相关技术资料，并提出自己的见解。（2）掌握AC/DC变流器和有源功率因数校正器的原理。（3）设计硬件系统，掌握系统调试方法，使系统达到设计要求进度安排13周针对原理及应用范围、主要技术难点等查阅资料，熟悉课题总体方案。47周确定系统功能，论证总体方案，确定关键部件的型号，并对部分电路进行实验。813周画出电气原理图和印制版图，完成硬件电路设计。1415周整理资料、撰写论文。5毕业设计（论文）的工作量要求实验（时数）或实习（天数）100天图纸（幅面和张数）A4其他要求论文15000字以上；外文翻译5000字以上指导教师签名年月日学生签名年月日系（教研室）主任审批年月日300W功率因数校正器设计摘要本论文研究的主要内容是300W有源功率因数校正器的设计，并针对其种类及控制方法进行比较和分析，最终以桥式整流器和升压式变换器为主电路，采用单周期控制模式，降低输入电流谐波，并使输入电流与电压同相，达到提高功率因数的目的。本论文提出的单周期控制有源功率因数校正器具有以下优点1结构简单；2控制精度高；3响应速度快；4控制性能不受电源参数变化。本论文针对如何改善交直流转换器输入端的电流波形、降低电磁干扰及设备容量、减少谐波成份与提高功率因数，提高电力能源使用效率等问题，以有源功率因数校正器为主要的研究对象，在深入分析有源功率因数校正器原理的基础上，在单周期控制方式上作了基础性研究。主要内容为1枚举各类功率因数校正器，包括其优点、缺点及应用范围。2介绍单周期控制技术的一些优点，具体阐述单周期控制技术在单相BOOST结构APFC中的工作原理，推导出APFC单周期控制方程，给出实现这种控制的主要控制电路及稳定条件。3分析基于IR1150的有源功率因数校正器的特点和其硬件电路的设计。4最后在实现有源功率因数校正原理的基础上，详细分析了300WAPFC变换器参数设计过程。包括主回路中高频输入电容、BOOST升压电感、输出电容，以及控制电路中输出电压分压电阻、过压保护分压电阻、频率设定等若干参数的设计。关键词功率因数；APFC；BOOST变换器；单周期控制；谐波DESIGNOFTHE300WPOWERFACTORCORRECTIONABSTRACTTHETHESISDISCUSSEDTHEDESIGNOFTHEACTIVEPOWERFACTORCORRECTORAPFCVARIOUSTYPESOFAPFCTOPOLOGIESANDSEVERALCONTROLSCHEMESAREALSODISCUSSEDANDCOMPAREDFINALLY,BRIDGERECTIFIERANDBOOSTCONVERTERBASED“ONECYCLECONTROL”MODEISADOPTEDTHEMAINOBJECTIVEISTOREDUCETHEINPUTCURRENTHARMONICSANDTOIMPROVEPOWERFACTORTHEMAINADVANTAGESFORTHEPROPOSEDCORRECTORARESIMPLESTRUCTURE,HIGHCONTROLACCURACY,QUICKRESPONSESPEED,ANDSTABLECONTROLPERFORMANCEINTHISTHESIS,HOWTOIMPROVETHEACDCCONVERTERINPUTCURRENTWAVEFORM，REDUCEELECTROMAGNETICINTERFERENCEANDEQUIPMENTCAPACITY,REDUCETHEHARMONICCOMPONENTSANDIMPROVEPOWERFACTOR,IMPROVEENERGYEFFICIENCYINTHEUSEOFELECTRICITYHAVEBEENDISCUSSEDBESIDES,THEBASICPRINCIPLESOFAPFCHASBEENINDEPTHANALYZED,THE“ONECYCLECONTROL”MODEISBASICALLYRESEARCHEDTHEMAINRESULTSAREASFOLLOWS1ENUMERATEVARIOUSTYPESOFPFC,INCLUDINGADVANTAGES,DISADVANTAGES,ANDTHEIRSAPPLICATIONRANGES2INTRODUCETHEADVANTAGESOF“ONECYCLECONTROL”TECHNOLOGYELABORATETHE“ONECYCLECONTROL”TECHNOLOGYINDETAILFORTHEWORKPRINCIPLESOFSINGLEPHASEBOOSTSTRUCTUREINAPFCDERIVETHEEQUATIONSOF“ONECYCLECONTROL”APFCANDTHISCONTROLISGIVENTOACHIEVETHEMAINCONTROLCIRCUITANDTHESTABILITYCONDITIONS3THEANALYSISOFTHEIR1150FEATURESANDITSCIRCUITDESIGN4ANALYSISOFTHE300WAPFCCONVERTERPARAMETERDESIGNPROCESSINDETAIL,BASEDONTHEREALIZATIONOFTHEPRINCIPLEOFACTIVEPOWERFACTORCORRECTION,INCLUDINGHIGHFREQUENCYINPUTCAPACITANCE,BOOSTINDUCTOR,OUTPUTCAPACITANCEINMAINCIRCUIT,ANDOUTPUTVOLTAGEDIVIDINGRESISTOR,OVERVOLTAGEPROTECTIONRESISTORDIVIDER,FREQUENCYSETTINGETCINCONTROLCIRCUITKEYWORDSPOWERFACTORAPFCBOOSTCONVERTERONECYCLECONTROLHARMONICWAVE目录主要符号表1绪论111研究背景112研究意义213国内外相关研究情况2131国外相关研究情况2132国内相关研究情况22功率因数校正原理421功率因数与总谐波失真系数的定义422功率因数校正电路简介6221桥式整流电路6222功率因数校正电路的种类723功率因数校正器8231无源功率因数校器8232有源功率因数校器93单相单周期控制BOOST结构APFC的工作原理1231引言1232单周期控制BOOST结构APFC12321BOOST变换器功率级输入输出关系12322单周期控制的BOOST结构APFC的工作原理144单周期控制BOOST结构APFC电路设计1741IR1150芯片功能1742300WAPFC电路主要参数的设计过程19421IR1150APFC电路原理图19422最大输入功率和电流计算19423主回路电路参数设计19424控制电路设计2143本章小结315结论32参考文献33致谢34毕业设计（论文）知识产权声明35毕业设计（论文）独创性声明36附录1IR1150APFC电路原理图37附录2印制电路板图38主要符号表功率因数PF总谐波失真系数THD输入电流SI输入电压V输入电压有效值SV基波频率1电源电流SI周期T平均功率P视在功率S位移系数DF输入电流与输入电压之间的相位差开关管固定频率SF占空比输出电压OV电感磁能转化电压L电源电压G电感线圈电容C开关导通时间ONT开关关断时间F电感电流上升量LI电感电流下降量2开关周期ST整流后的输出电流GI等效电阻ER输出电流检测电阻S基准电压REFV开启电压ONC_最大输入功率MAXIP最大交流输入电流有效值RS输入交流电流峰值电流KIN最大输入平均电流MAXVGNI高频输入电容INC电感电流纹波系数LI输入高频电容上的最大电压纹波系数R最小输入电压的峰值电压MINPKI最大过载峰值电流OVL过载系数电感量BST输出电容OUTC自流增益DG检测电阻最大电压MAXSNV检测电阻功耗RP峰值保护电流LTKI_软启动时间ST输入平均电流瞬时值AVE关断占空比OFD输入电网电压的瞬态相位角输入电网电压有效值RMSIN输入平均电流峰值PKAVE_1绪论功率因数是衡量电器设备性能的一项重要指标。功率因数低的电器设备，不仅不利于电网传输功率的充分利用，而且往往这些电器设备的输入电流谐波含量较高。实践证明，较高的谐波会沿输电线路产生传导干扰和辐射干扰，影响其它用电设备的安全经济运行。如对发电机和变压器产生附加功率损耗，对继电器、自动保护装置、电子计算机及通讯设备产生干扰而造成误动作或计算误差。因此，防止和减小电流谐波对电网的污染，抑制电磁干扰，已成为全球性普遍关注的问题。国际电工委与之相关的电磁兼容法规对电器设备的各次谐波都做出了限制性的要求，世界各国尤其是发达国家已开始实施这一标准。11研究背景开关电源功率因数校正技术作为电源的一门新兴技术，其作用和重要性已得到广泛的认同，他的控制技术一般包括以下几种方法，包括单周期控制、电荷控制、非线性载波控制、线性峰值电流控制和输入电流整形技术等。由于单周期控制技术具有结构简单、控制精度高、响应速度快，控制性能不受电源参数变化影响等优点故得到广泛应用。单周期控制技术是一种大信号、非线性PWM控制技术，其基本控制思想是保证在每一个开关周期中开关变量与控制参考量相等或成比例。提高功率因数，开发新型高功率因数变流器是节省能源、提高电能质量、保证电力系统安全稳定运行的要求。针对谐波污染，为了限制谐波的危害，提高功率因数，国际上已有各种规定，主要包括无源功率因数校正和有源功率因数校正。因为无源功率因数校正它的效率只有70左右，有源功率因数校正可达到99以上，所以本系统采用有源功率因数校正来提高用电效率，在用电设备中普遍使用单周期PFC技术来提高功率因数、提高效率，减少电源整机成本，广泛应用于计算机，家电的稳压电源部分，对于提高产品的竞争力具有十分重要的意义。单周期控制技术是一种大信号、非线性PWM控制技术，其基本控制思想是保证在每一个开关周期中开关变量与控制参考量相等或成比例。它具有结构简单、控制精度高、响应速度快，控制性能不受电源参数变化影响等优点。基于单周期控制技术的开关变换器能在每个开关周期抑制输入电压波动并且平均电流能快速跟踪控制参考量，且不受负载电流的约束，即使负载电流有很大的谐波也不会使输入电流发生畸变。非常适合用在功率因数校正PFC电路中。12研究意义谐波的污染和危害已经引起世界各国的广泛关注，为了使电力系统和电器设备安全运行，必须治理谐波。谐波的治理的意义还在于其对电子技术的自身发展的影响，因为电力电子设备所产生的谐波污染已阻碍了电力电子技术的发展，这迫使电力电子领域的研究人员对电力谐波经行研究并寻求治理的方法。现在人们提出的“绿色”电源，“绿色”照明等，无谐波就是“绿色”的标志之一。为了减少谐波危害，国际电工委员会（IEC）也制定了许多关于电磁兼容的国际标准。所以对电力系统谐波污染的治理，已成了电工科学领域内迫切解决得问题之一。提高功率因数，实际上就是抑制在电网中的抑制谐波电流分量，谐波分量的产生的主要原因是开关电子器件在使用时，使电路中电流的波形发生改变，变成脉冲状，在电路中出现0功率时段，降低了电能的利用效率，也会使通讯设备产生误动作，是故采用有源功率因数校正的方法，达到校正电流波形，减少谐波分量，提高功率的目的。13国内外相关研究情况131国外相关研究情况目前国际上使用了单周期功率因数校正的芯片只有两种，分别是2003年英飞凌推出来的ICEIPCS01和2005年IR公司推出的IR1150S都可作为300WPFC电路，不同的是前者采用前沿调制方式，后者采用后沿调制技术，（电路中时钟信号是开关管开通的控制信号称为后沿调制，反之为前沿调制）使用方式基本相同，都是一种既可以通过检测电感电流又可以只检测开关管电流来实现PFC功能的峰值电流控制模式的功率因数校正芯片。高功率因数校正器的研究目前正处于发展阶段，今后的发展方向是新的拓扑结构和新的控制策略研究。拓扑结构应尽量简单、可靠，且具有一种结构多种用途的特点。新的控制策略的应用离不开数字化技术，随着半导体技术的飞速发展，高性能的DSP芯片、专用的矢量转换芯片的不断涌现，为数字化技术的应用提供了坚实的硬件基础，这样，一些先进的控制方法和技术，如模糊控制、神经网络控制、多电平整流技术、空间矢量调制、无差拍控制、滑模变结构控制、基于鲁棒非线性大信号方法控制等都可以应用到整流器的控制中，这些方法和技术的采用将会进一步提高APFC的功率因数和性能。132国内相关研究情况在国内，现在提出了一种“绿色”开关电源的拓扑方案，前级为无辅助换流软开关BOOST功率因数校正电路，其控制采用单周期控制方案，后级主电路为一种新型的零电压零电流ZVZCS移相全桥DC/DC变换器。单周期控制的单相功率因数校正技术，现在己经完成了300W的单相BOOST功率因数校正器的实验样机的研制与调试。总之，成本低、结构简单、容易实现的，并且具有软开关性能、高响应速度、低输出纹波的高功率因数变换器是未来的研究方向。现有的有源功率因数校正技术给电器设备带来的附加成本及其复杂性极大地限制着这一技术的广泛应用，一个典型的例子就是高功率因数电子镇流器带来的过高的成本极大地妨碍了这个产品的推广应用。因此，高性能、低成本的功率因数校正技术具有极大的市场潜力相应用前景。这促使了各种高性能、低成本的PFC技术的研究。2功率因数校正原理本章中，将先定义功率因数与总谐波失真系数TOTALHARMONICDISTORTION,THD，再分析功率因数校正器的种类及控制策略。21功率因数与总谐波失真系数的定义由于功率因数校正器主要的功能是改善功率因数与总谐波失真系数，因此在这先定义PF与THD。图21桥式整流器的电源电压与电流波形如图21所示，输入电流IS可以用傅立叶级数展开成一个基本波IS1和其它各阶谐波的总和。由图21可知，若输入电压VS为一标准的正弦波，则输入电压VS为21TVTS1IN2其中，VS为VS的有效值，为基波频率，且设电源电流IS无直流成份，则1IS为221HSSTIIT其中，ISH为第H次谐波，IS可进一步表示为23SIN2SIN2111HHHSTITIT其中，IS1为IS1的有效值，ISH为ISH的有效值，为VS与IS1之间的相位差，H为VS与ISH之间的相位差，H为H次频，则IS的有效值为24DTITISS102其中T为周期，又因25,0SINSI0D其中，与为正整数，将25代入24化简可得26122HSSSII失真电流成份可由22式求得271TITITISSDS其有效值为281221HSSSDISIII对于畸变非正弦电流波形，通常用总谐波失真TOTALHARMONICDISTORTION，THD表示其波形扭曲的程度。在此定义THD为291212100/HSSSDIIIITHD根据电工学的基本理论，功率因数（PF）定义为平均功率（P）与视在功率（S）的比值，用公式表示为210SPF平均功率P可由定义求得211TTSDTITVDTP0011其中，T为周期，且由25式可知，只有基波电流对实际功率有所贡献，故平均功率（P）为212COS1101SSIVDTITV视在功率S的定义为213SIV其中，IS为输入电流IS的有效值。因此PF值为214CO11SSIIPF214式中，定义位移系数DISPLACEMENTPOWERFACTOR，DPF为215COD因此，214式可改写为216PFIS1由29与216式知，PF也可表示为21721THD从214式可知，导致功率因数下降的原因有两个，一是电源输入电流IS具有谐波成分，使得IS1/IS比值降低，二是电源输入电流IS基波IS1与电源输入电压VS之间的相位差，相位差越大，COS的值越低。因此要提高功率因数，必须降低电源输入电流的谐波以及使基波电流与基波电压的正弦波保持同相。22功率因数校正电路简介221桥式整流电路传统的交/直流转换器如图22所示。图22传统的交/直流转换器分析了解功率因数的意义后，如何提高功率因数及实际应用将是本节的目的。在众多的电子产品中只要是直流输出的几乎都会用到桥式整流。其构造为四个二极管外加上一个大滤波电容。一般来说，电源输出端为得到更好的稳压效果必然加大电容值，所以此方法虽低成本、结构简单、无需控制，但是一味增加电容值会造成二极管导通的时间变得更短，加上电流只在峰值电压时才导通，使得输入电流波形更加尖锐且呈现脉波状，如图23，连带也提高了谐波成分。图23桥式整流后的线电压、线电流波形222功率因数校正电路的种类低通滤波器填谷式滤波器型滤波器LC型滤波器无源校正器峰值电流法（PCMC）平均电流法（ACMC）磁滞电流法（HCMC）单周期控制法（OCC）单级式电压随耦控制法（VFC）双级式连续导通模式（CCM）临界导通模式（CRM）不连续导通模式（DCM）有源校正器功率因数校正器种类图24功率因数校正电路分类功率因数校正电路的主要作用是使输入电流与电压相位同相，使负载近似于电阻性。若依使用元件来分类，可分为被动式功率因数校正和主动式功率因数校正。由图24可以清楚了解功率因数校正电路的分类。23功率因数校正器231无源功率因数校器如图25A至C所示，无源功率因数校正器是通过在输入端插入电感、电容等无源元件来改善电流波形，以提高功率因数。低通滤波器型式无源功率因数校正电路有LC与型两种，其原理如下1当电源负载为非线性负载，如电感性负载或电容性负载时，电源输入端的电流波形会产生相位差，使得功率因数降低，此时，可利用电容/电感所具有的电流相位滞后/超前的特性，对电流波形加以补偿，减少相位差，从而提高功率因数。2若输入电流波形为畸变波形时，可用电容及电感所组成的滤波器滤除高次谐波，留下基波，以提高功率因数。无源功率因数校正器结构简单、成本低、可靠性高。但缺点很明显1无源滤波器可视为储能网络，向整流器提供的瞬时能量较大，这增加了无源器件的体积和重量。2电路工作时，电感与电容间有较大的充放电电流，峰值电流较高，对器件要求高且易造成交流电流失真；峰值电流较大使电源效率降低。3运行情况受系统阻抗的影响，若不使用调谐电抗器，很可能会与系统电抗产生并联谐振。4PF值较低，输入电压范围窄，只能提供短的保持时间，而且输出电流含低频纹波。图25A仅用电感滤波的无源功率因数校正器结构框图图25B用LC型滤波的无源功率因数校正器结构框图图25C用型滤波的无源功率因数校正器结构框图综合以上可知，以无源器件来改善PF值的效果有限，且体积与重量均无法满足讲究轻、薄、短、小的新一代电源的要求，因此工作在高频的有源功率因数校正器近几年广泛应用并发展。232有源功率因数校器有源功率因数校正器ACTIVEPOWERFACTORCORRECTION属于控制电路上的主动式开关，使输入电流能跟随正弦参考电压波形，而不是一种畸变电流形式。有源功率因数校正器按电路连接形式可分为两类一类是功率因数电路并联在输入级和负载中间，称为并联有源电力滤波器ACTIVEPOWERLINECONDITIONERS，APLC，其方块图如图26所示。另一类则是功率因数电路串联在输入级和负载中间，称为串联式有源功率因数校正器，如图27所示，本论文所研制的有源功率因数校正器即为串联式APFC。图26并联式APLC方块图图27串联式APFC电路方块图有源功率因数校正器按切换开关的数量可分为两类双级式与单级式。双级式如图28所示，具有两个切换开关，包含两个独立的能量转换过程，是两级电路串联而成。前级为功率因数校正级，使输入电流波形追随输入电压波形，两者同相且成比例，输入阻抗成电阻性。后级为DC/DC转换器，用以稳定输出电压。双级式电路具有高功率因数、输入电流无高次谐波、输出稳压等优点。但其缺点是增加的开关管和控制电路增加了成本。故双级式电路不适用于低功率领域应用。DCBUSSTAGESTAGEAC110VVRECTIFIERPFCCELLDC/DCCELLLOADPFCCONTROLDC/DCCONTROL图28双级式电路单级式如图29所示，由双级式合并而成，采用组件移位法或同步切换技术，在不影响每一级工作的原则下，将功率因数校正级与输出稳压级合并为单一切换开关的电力转换器。组件移位法是指将电力转换器中的电压源、切换开关及电容等组件，在不影响电路动作的原则下，移动组件相对位置，逐步拉近前后级电路彼此间的电压源、切换开关及电容，使其能互相取代。图29单级式电路在双级PFC电路中的输入电感主要是由输入电流最大纹波和PFC级的占空比来决定的，而在单级PFC电路中主变压器不仅是PFC电路的输入电感，而且还用来储存能量。在单级PFC中，由于DC/DC级工作在电流连续模式（CCM），占空比不随负载变化。当负载变轻时，输出功率减少，PFC级输入功率PIN却没有这么快的变化。这样，充入储能电容的能量将大于从储能电容抽走的能量，导致储能电容电压上升；如果输入阻抗较小，储能电容电压会急剧上升以维持输入功率和输出功率的平衡。其次，单级PFC电路储能电容上的电压变化范围比较大，在输入电压低的时候，储能电容上的电压比较低；在输入电压高的时候，储能电容上的电压比较高，因此，对于相同的输出功率等级来说，单级PFC电路中所需的储能电容比双级PFC电路要大很多，储能电容上的电压应力也要大很多。储能电容电压由输入功率控制，而不受输入电压和输出负载的控制。再次，在双级PFC变换器中，PFC开关管承受PFC级的电流，DC/DC变换器的开关管承受DC/DC级的电流。而在单级PFC变换器中只使用了一个开关管，它要同时承受PFC级和DC/DC级的电流，因此承受的电流应力更高，管子的损耗和尺寸更大。另外与双级PFC电路相比，单级PFC电路中储能电容上的电压比较高，因此管子上的电压应力也比较高。单级PFC电路中元器件的应力等问题，使得它的最大输出功率受到限制。一般说来，单级PFC电路适用于低功率的功率因数校正电路中，本文中PFC电路的输出功率要求为300W，比较适合采用单级PFC电路。3单相单周期控制BOOST结构APFC的工作原理31引言传统的单相BOOST结构有源功率因数校正应用在较大功率电路中，采用平均电流控制模式时，为了达到功率因数校正和输出电压的稳定，往往设置了电压和电流二个反馈环，在实际电路中需要检测输入电压、输出电压和电感电流，并且需要乘法器来实现，因此电路结构复杂、成本高，而且复杂运算又会产生比较大的延时。单周期控制技术则不需要检测输入电压，也不需要乘法器，控制电路简单。运用单周期控制理论的有源功率因数校正电路，除了具有传统控制方法的优点外控制环的稳定性，误差校正功能等，还具有单周期控制技术的一些优点。本章将具体阐述单周期控制技术在单相BOOST结构APFC中的上作原理，推导出APFC单周期控制方程，给出实现这种控制的主要控制电路及稳定条件，为单周期控制理论在实际APFC电路中的应用提供理论依据。32单周期控制BOOST结构APFC321BOOST变换器功率级输入输出关系图31中开关管S上作在固定频率，在一个开关周期中的S的开关状态SF为其中为开关周期，D为占空比。0SDTTONFSSF/1图31BOOST变换器电路原理图为了分析稳态特性，简化推导公式的过程，特作如下的几点假设1开关管S和二极管DIODE均为理想元件。也就是他们可以瞬间“导通”和“截止”，而且“导通”时压降为零，“截止”是漏电流为零；2电感和电容是理想器件。电感上作在线形区而未饱和，寄生电阻为零，电容的等效电阻为零；3输出电容足够大，纹波小到可以忽略，输出电压VO可近视为一恒定值；4电感电流工作在连续电流模式。图32BOOST变换器电路工作过程当开关管S开通时，等效电路如图32A，电流流过电感线圈L，电感LI电流线性增加，电能以磁能的形式储存在电感线圈L中，同时电容C放电，R上流过电流IO,R两端为输出电压VO，极性为上正下负，此时的二极管承受反压而关断。开关管S关断时，等效电路如图32B，线圈为了保持电感电流不变，其两端极性反转，此时电感里的磁能转化成的电压与电源电压串联，LVG以高于VO电压向电解电容C和负载R供电。图33是BOOST转换器中的电感电压和电流波形。设开关导通时间，开关关断时间1TDTSON在开关管开通期间，电感电流线性上升，其上升量为121TTDSOF31SGONGABLLVII当开关管关断时，电感电流线性下降，其下降量为I32SGOOFOGBALTDTII12在稳态时这两个电流变化量绝对值相等，所以得21LISGOSGTDLVDT1图33BOOST转换器中的电感电压和电感电流波形简化得到BOOST变化器的输入输出关系33GOVD1322单周期控制的BOOST结构APFC的工作原理图34是用BOOST电路实现有源功率因数校正的电路图，其电路控制目标为通过合适变量的控制，使电网提供给电路的电流与电网电压同相位且波形相同，即整流桥整流后的输出电流与其输出电压相位相同且波形相同，从而保证GIGV了电网输出电流是正弦波。在稳态时，从整流桥输出看它所接的电路，可以看作一纯电阻时，就达到了控制目的。此时对于电源来说，可以用一个等效电阻来模拟整个整流桥以后的所有电路，把它设置为RE，则控制目标可表示为34GEGIRV把33式和34式合并得到35GEOID1将35式两边同时乘（表示输出电流检测电阻），并令SROESMVR于是得到了APFC的控制方程为36GSMID1在每个开关周期中，如果占空比占满足36式，那么34式也就同样满足。电网提供的电流与电网电压同频同相位，所以实现了功率因数校正的目的。如果在每一个开关周期中，对36式两边进行积分，积分时间常数为开关周期TS，得到37SSSTGTMTMDTIRDTDVDT00011根据假设，在一个开关周期中，可以认为和的值保持不变，且MVGI,37式可简化为SON38ONTMSGMDTVIRV01图34单周期控制的BOOST结构APFC电路图经过转换，把控制方程变换成了38式，该方程可用图34所示的电路来实现。该基本电路由以下几个主要部分组成一个PI调解器、一个积分复位器、一个比较器、一个RS触发器、一个时钟信号发生器和一个驱动放大器。工作过程如下输出电压的取样值和基准电压比较后的差值经过PI调解器得OVREFV到,加PI调解器是为了得到一个稳定的输出电压。当时钟脉冲到来时，MVORS触发器Q端被置位高电平，主回路开关管S导通，电压加到电感L两端，G电感电流开始线性上升，电感储存能量；端此时为低电平，积分器对误差输Q入信号进行积分；同时通过减法器相减，其差值和积分器的输出MGSMIRV与进行比较，当积分器的输出值达到与的差值时，比较ONTSDTV0INT1MVGSIR器输出为高电平使RS触发器复位，Q端输出低电平，主回路开关管S关断，同时端此时为高电平，积分器复位，同时电感L电流线性下降，电感向负载Q和输出电容释放能量，这种状态一直持续到下一个时钟脉冲的上升沿到来再重复上一周期的过程。具体的对应波形如图35所示。因此，此控制电路在每个开关周期中都满足38式，从而也满足34实现了电网输出电流和电压同相位，且为正弦波。图35单周期控制电路的工作波形4单周期控制BOOST结构APFC电路设计41IR1150芯片功能IR1150是一款工作在连续模式固定频率BOOST结构有源功率因数校正芯片。它包括电流内环和电压外环，电流环采用了内嵌式的输入电压信号，通过脉宽调制调节与输入电压相关的占空比，使输入平均电流跟随输入电压且为正弦波，只要工作在连续模式，这种关系就能维持。如果BOOST电感值不够大，转换器又工作在轻载，电流波形在过零时会有一定的畸变，这种畸变会引起电流谐波，但这些谐波还是能满足D类标准EN6100032，所以作为产品应用不是问题。输出电压环控制BOOST变换器的输出电压，且能保证输出电压稳定。IR1150管脚如下图41IR1150管脚图脚1COM接地端。脚2FREQ频率设定端。该引脚通过接地电阻设定芯片工作频率，设定范围为50200KHZ。脚3ISNS电流反馈输入端。该引脚接收电感电流检测信号并提供峰值电流限制功能。该引脚上接收的是检测电阻上的负电压，该电压反映了电感电流的变化。脚4OVP/ENA输出电压采样输入端。用于过压保护和“休眠模式”使能。当该引脚电压高于1055VREF脚8驱动输出将被强制关闭。当该引脚电压降低到062V以下，芯片进入电流消耗仅为200MA的“休眠模式”。脚5COMP电压环误差放大器输出端。该引脚经过外部阻容电路接地，构成电压环路补偿电路。若出现输出空载以及输出电压过低的情况，该引脚将被强制置为低电平。脚6VFB输出电压反馈端。电压环误差放大器反向输入端，输出电压经过电阻分压后接入该引脚，通过该引脚的作用来控制电路输出电压。脚8GATE芯片驱动输出端可以提供最高15A的输出电流。脚7VCC芯片供电端。脚8GATE驱动输出端。此芯片还具有如下的功能来保证实际应用电路的可靠性。1软启动功能由于APFC变换器的输出电解电容值往往比较大，电路在启动时相当于短路，冲击电流很大，此时BOOST电感容易进入饱和，如果这时芯片进入正常占空比调节状态，那么因为这时输出电压还没有建立起来，电压反馈回路势必让芯片输出最大的占空比去开通BOOST回路功率开关管，开关管会因流过过大的电流而容易损坏。IR1150会检测输出电容上的电压，当输出电压达到一定值（20VOUT）时，驱动才有输出，且此时的驱动信号的占空比是受限的占空比很小，从而实现了软启动功能，避免了开关管在启动时流过过大的电流，并且软启动时间可以通过外接电容来设置。2芯片欠压保护功能欠压保护功能通过监测芯片供电电压VCC来实现的，只有VCC的电压到达开启电压VCC_ON时，驱动才有输出，当VCC的电压低于VCC_UVLO时，输出关断，这样可保证有足够驱动电压使BOOST功率管饱和导通。3BOOST电压环开环和输出过压保护功能当电压反馈环路被断开时，芯片将停止工作，避免了在开环时输出电压过高而引起电路的灾难性失效。过压保护点可根据电路的需要自行设定，可防止输出电压瞬时过冲，如果输出电压超过了过压保护点，就没有驱动输出，直到输出电压恢复到正常值，芯片又会进入正常上作状态。4BOOST电压输出欠压保护当输出电压降到正常值的50时，控制器关断。5过流保护通过检测上的电压来进行电流检测，以防止过载等引起的大电流保护。SRIR1150的另一个特点是它可以工作在“睡眠”状态，处于这种状态时，IC内部的功能电路都不工作，此时IC只需要200的静态电流，这个功能可以A降低整个电路的待机功耗。只要把IC的第四脚OVP脚的电压拉低到062V以下，芯片就进入待机模式。另外，IC提供了足够的驱动能力15A驱动电流去有效的开关BOOST电路中像MOSFET这样的功率开关管。42300WAPFC电路主要参数的设计过程这节将详细介绍用IR1150控制芯片设计一个连续模式的单相BOOST结构APFC电路，另外讨论了一些电路设计过程中的折中原则。421IR1150APFC电路原理图见附录1原理图。由IR1150构成的APFC电路有两个反馈控制环,输入电流环使DC/DC变换器输入电流与全桥整流电压波形及相位相同；输出电压环使DC/DC变换器输出端为一个直流稳压源。IR1150电源供电部分的输入由变压器次级绕组提供。电压控制环由IR1150的5，6脚、取样电阻、PI控制网络等外围电路构成，用于控制输出电压使其保持恒定。内部电流控制环由IR1150的2脚和相应的外围电路构成，用于调整BOOST变换器的输出脉宽，以保证电流与输入交流电压的相位一致。422最大输入功率和电流计算APFC变换器的设计基于即使在最小输入电压时，也要保证有最大功率输出先假设在低输入电压时，PF为098，效率为92则在最小输入电压时，得到最大输入功率为41WPMINAXOAXIN32690最大交流输入电流有效值为42APFVIMINRSINAXOAXRSN7198023假设输入电流为正弦波，那么输入交流电流的峰值电流为43WIMINRSIAXMAXPKN3198642基于输入电流波形为正弦波，得到最大输入平均电流44AIIAXPKAXVGN514322423主回路电路参数设计1高频输入电容的计算INC45MINRSISWAXINIINVRFCL2为电感电流纹波系数在这个设计中设定为20,R为输入高频电容LI上的最大电压纹波系数，一般取36之间，这里取45，又因INV/,，代入45得到KHZFSW10AIMXRSN7146FCIN0611698045328取，这个电容取高质量的高频薄膜电容，额定电压要高于最FI6高输入峰值电压，但电容取值不能太大，以免使输入电流波形在过零点时发生畸变，影响THD。此电容还可以作为EMI的滤波电容，在线路板排板时，尽量靠近高频环路，以滤除高频分量。2BOOST电感L的设计BOOST变换器的最大占空比发生在最小输入电压，在输入最小电MINPKIV压的峰值时，为了保证同样的输出功率，这时BOOST电感电流最大。最小输入电压的峰值电压为47VMINRSIMINPKI2801942此时的占空比为4863802VDOIPI假设电感电流的纹波电流为峰值的20为49AIIMAXPKNL4220于是得到BOOST电感最大过载峰值电流为410AIKIIOVLPKNOVLLXPKN78210246312其中为过载系数10得到电感量L为411HKHZIFDLSWMNPKIBST6158240128是基于假设电感电流纹波为20，这是一种折中的假设，小的电感纹LI波电流，有利于减少输入电流波形的畸变，减少输出电容的高频纹波，降低开关管的峰值电流，对EMI都有好处。不过在设计电感时必须注意，所选的磁芯在峰值电流时不能饱和，所以要选择大一号的磁芯。相反，如果允许的电感纹波电流大时，所需的电感量就小，可选的磁芯就可以小一点，可对上述提到的方面都有不利影响。所以在设计电感时，我们必须考虑它的性价比，这是成本和性能的一种折衷。3输出电容的计算OUTCAPFC变换器输出电容的设计是基于输出电压的维持时间，一个合适的设计，输出电容的纹波电压和纹波电流不是问题。一般来说，PFC输出电容为每瓦到，这里输出电容以保证维持时间来设计为F12MST30412FVTPCMINOMINOUT82350822在实际电路应用时，我们必须考虑电容值的最大误差一般为20的情况，保证输出电压的维持时间，电容值要满足下式FCTOLMINOUTT10281取标准值1/450V。MF424控制电路设计1输出电压分压电阻设计输出电压经过三个电阻,和分压取样，为了降低整个分压电阻1FBR23FB的功耗，满足待机功耗的要求和提高整个电路的效率，这些电阻值尽可能选的大。但在实际电路中，这些电阻也不能太大，要有足够的输入偏置电流保证误差放大器的输出。折中的选法取总值为。取相同的阻值，以使M21FBR和两个电阻承受相同的电压，且承受的电压必须在它们的额定电压范围之内（因为输出电压为380V，取额定电压为250V的电阻），为了使输出电压的误差最小，这些电阻选精度的。,1精度1KRFB4921因为输出电压设计为380V，参考电压为7V，由下式决定为OUTVREFV3FB413REFOUTBEFB7180738213取标准阻值。计算得到实际的输出电压为K783OUTV414KRVVFBREFFBOUT638071849321分压电阻上的功耗为415MWVPFBREOUTRFBFB04923022112过压保护分压电阻的设计OVP过压保护脚可以设定BOOST最高输出电压，一般输出电容选450V耐压的电解电容，所以BOOST输出电压值必须限制在电解电容的最高耐一压范围之内，通过OVP脚保护，把输出过冲电压限制在合理范围之内。425V过冲电压门限是一个比较合适的值。选取过压保护点的分压电阻和上述电压反馈回路分压电阻一样，要考虑电阻的功耗和输入偏置电流，IR1150的过压参考基准电压是电压误差放大器基准电压的一个固定百分比416VVVREFOPREF49701071如果过压保护回路的分压电阻和电压反馈回路的分压电阻都一样，那么过压点的电压比正常输出电压最大高7为417OUTOVP407381071当过压保护电路被触发时，IC就没有驱动输出，比较器内置有450MV迟滞电压，见图42，只有到取样的电压信号跌幅大于450MV时，才恢复到正常工作。图42过压比较器的迟滞波形OVP保护脚是另外一个独立的脚，所以可以随意设定过压点，其值由下式确定418321OVPOVPREFOVPR根据设计规则，过压保护点设计为425V,取，1精KROVP4921度，于是得到为3OVP419KVKVRROPEFPVOREFOVP91747259213下式420验证实际的过压保护点420KOVP49178的功耗和前面的的功耗是一样的。2R和21FBR和3频率设定IR1150的上作频率是通过外围的电阻设定，设定频率时，还需兼顾FEMI和电路的效率。图43是电阻和频率的关系曲线，确定工作作频率后，F就可以从曲线中选择相应的电阻值。在实际选取频率时，还必须考虑以下几个因素最优的电感尺寸、功耗、EMI和成本。频率升高，电感的尺寸可减小，但功率管的开关损耗就增加。在这个设计中，我们折中考虑了EMI，电感尺寸和功耗，选取了100KHZ的开关频率。从图43读取。KRF678图43电阻RF和频率的关系曲线4电流环和过流保护点设定IR1150电流检测脚是电流检测放大器和过流保护比较器的输入脚。SNIIR1150提供了两个电流门限，第一个是“软”电流保护门限，当检测电流到达此门限时，输出占空比受到限制，限制了输出功率，当负载进一步增加时，输出电压开始下降。另外一个是峰值电流门限，当检测电阻上的电压超过峰值电流门限时，IC进入保护状态，没有驱动输出，形成了即时的保护。IC内部设计了一个电流放大器，其自流增益，并内部进行自动补偿，带宽限制大52DCG于280KHZ。输入最大电流发生在最小输入电压且负载最重时，所以检测电阻选取必须保证在最小输入电压最大输出功率时，BOOST应保持恒定输出电压。为了保证这一点，得到了在最小输入电压的峰值电压时的占空比为421OUTMINPKIVD由设计规格书得VTMINPKI3802198代入421式得到4226380VD芯片内部的电压环的调节作用是这样的当输入电压降低或负载加重时，电压误差放大器的输出增加，使占空比增加，从而保证输出电压恒定。但当M增加到最大值时，出现饱和，此时占空比不再增加，这样在输入电压降低MV或负载加重时，BOOST输出电压将下降。图44积分器输出斜率和占空比的关系从图44得到占空比的下列比例式423DTVGSONMSDC变换得到检测电阻上的最大电压为424DCSATMAXSN1其中的为的饱和电压，这样在最小输STMVVVEFCOMPSATM056入电压的情况下，电流检测电阻上的电压就可以设定软电流保护门限为425DCEFOMPAXSNG1电流放大器的增益为25，代入425式得到426VVMAXSN79152606又因为427OVLPKINAXSR由式410得到的和式426得到的代入式427得到检测OVLPKINMAXSNV电阻的阻值42864078291AVRS取标准电阻值，在最小输入电压最大输出功率时计算检测电阻上的M功耗为429WRIPSMAXRSNS851640722考虑到实际电路设计时，选取的器件要有一定的余量，所以本设计选取,3W的无感电阻。640SIR1150除了有软峰值电流保护外，限制每个周期的占空比来限制峰值电流，芯片还提供了一个更快的过流比较器，如果脉冲电流达到了它的门限10V，芯片就没有输出，更自接的限制了电流，如，则峰值电流保640SR护点为430ARISLMTPK61401_5电流检测回路中滤波参数的设计芯片内部的电流放大器在280KHZ左右存在一个极点，进行内部补偿，这是为了减弱峰值电流模式控制引起的高频开关噪声对电路影响。而且内部的消影电路可以避免BOOST二极管反向恢复时的尖峰电流引起过流保护电路误触发。在峰值电流控制模式下，电流检测回路一般还要外加滤波器，简单的RC滤波就可以了，如图45所示，角频率由下式决定431SFPSFCRF21推荐的角频率为115MHZ,RC滤波器的推荐值为，此电阻也可以阻止浪涌电流和瞬变电流对电流检测脚的冲击；10SFNCS取这样的元件值，是对滤波效果（）和保证峰值电流控制模MHZFP591式中的检测电流信号完整性的折衷。电流误差放大器的输入阻抗大致为的滤波电阻和的输入阻抗形成分压，所以加了滤波电阻后，10,2KK2影响了软电流保护门限,使得电流误差放大器检测到的电流为实际流过检测电阻电流的96。图45电流检测滤波器6软启动电路设计软启动控制是通过控制误差放大器的上升斜率来实现的，它是输出补偿电容和误差放大器的最大输出电流的函数。软启动时间由下式决定PZC,432_MAXOUTEEFCPSIVT因为远小于，所以可以忽略它，得到PZ433_EFCOMAXTSZVIT从IR1150数据手册中得到，从设计规格书VVAIEFCOMPOVE056,40中得、代入433式得到MSTS50434VAZ3064在软启动这段时间内，芯片输出脉冲宽度受到限制，所以峰值电流也受到限制，只有过了这段时间，脉冲宽度才恢复到正常状态。7电压反馈电路设计见图46，整个回路开环增益有四个部分组成，其值为