【电气工程及其自动化】24v100a开关电源设计

本科生毕业设计（论文）24V/100A开关电源设计二级学院信息科学与技术学院专业电气工程及其自动化完成日期2014年5月10日A基础理论B应用研究C调查报告D其他目录1绪论111引言112课题研究的背景及现状113课题所做的工作22PWMDC/DC移相全桥变换器的分析221移相控制ZVSPWM全桥变换器的工作原理23ZVSDC/DC全桥变换器主电路设计实例731输入整流滤波电路的选择8311输入滤波电容的设计9312输入整流模块的选择1032单相逆变桥主功率开关管的选择及其参数设计1133高频变压器的设计1134谐振电感的设计13341谐振电感值的确定1335输出整流电路的选择16351输出整流二极管的选择16352输出滤波回路的设计174PWMDC/DC变换器控制、保护电路设计1841移相控制芯片UC38751942UC3875的电路参数设置20421开关频率设置脚FREQSET21422斜坡补偿设置脚SLOPE和RAMP21423死区时间设置脚DELAYSETAB,DELAYSETCD22424软启动设置脚SOFTSTART22425误差放大器设置脚E/A,E/A,COMP23426电流检测设置脚CS23427电源和输出脚设置OUTAOUTD2543驱动电路的设计255总结26参考文献27附录2824V/100A开关电源设计摘要论文详细的分析了移相全桥变换器的工作原理，主电路采用零电压的软开关拓扑结构；设计了整流滤波电路、逆变桥、高频变压器、输出整流滤波电路，并给出主电路中各参量的设计及参数的计算方法；对移相控制芯片UC3875进行详细的分析和外围电路设计；最后设计了一个24V/100A的开关电源。关键词开关电源；移相控制；零电压开关；UC387524V/100ASWITCHINGPOWERSUPPLYDESIGNABSTRACTPAPERDETAILEDANALYZEDTHEWORKINGPRINCIPLEOFTHEPHASESHIFTINGFULLBRIDGECONVERTERMAINCIRCUITADOPTSZEROVOLTAGESOFTSWITCHINGTOPOLOGYSTRUCTUREDESIGNOFTHERECTIFIERFILTERCIRCUIT,INVERTERBRIDGE,HIGHFREQUENCYTRANSFORMER,OUTPUTRECTIFIERFILTERCIRCUIT,ANDTHEDESIGNOFMAINCIRCUITOFEACHPARAMETERISGIVENANDTHECALCULATIONMETHODOFPARAMETERSADETAILEDANALYSISOFPHASESHIFTCONTROLCHIPUC3875ANDPERIPHERALCIRCUITDESIGNFINALLYDESIGNEDA24V/100ASWITCHINGPOWERSUPPLYKEYWORDSSWITCHINGPOWERSUPPLYPHASESHIFTINGCONTROLZEROVOLTAGESWITCHINGUC38751绪论11引言线性电源是先将交流电经过变压器降低电压幅值，再经过整流电路整流后，得到脉冲直流电，后经滤波得到带有微小波纹电压的直流电压。要达到高精度的直流电压，必须经过稳压电路进行稳压。线性电源的优点性能稳定，没有高频纹波等干扰。线性电源的缺点发热、能源利用率低，没有超大功率的电源供选择。开关电源是利用现代电力电子技术,控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。主要特点1、体积小、重量轻由于没有工频变压器，所以体积和重量只有线性电源的2030。2、功耗小、效率高功率晶体管工作在开关状态，所以晶体管上的功耗小，转化效率高。随着电力电子技术的发展，人们对电源的要求越来越高，开关电源被广泛应用于各个领域。12课题研究的背景及现状20世纪60年代，开关电源的问世，使其逐步取代了线性稳压电源和SCR相控电源。50多年来，开关电源技术有了飞速的发展和变化，经历了功率半导体器件、高频化和软开关技术、开关电源系统的集成技术三个发展阶段。自20世纪80年代开始，高频化和软开关技术的开发研究，使功率变换器性能更好、重量更轻、尺寸更小，高频化和软开关技术是过去20年国际电力电子界研究的热点之一。开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。早期提出的软开关变换器是谐振变换器，准谐振变换器和多谐振变换器。从而实现了开关管的零电压开关ZVS或零电流开关ZCS，减小了开关损耗，提高了变换器的变换效率，开关频率大大提高，减小了体积和重量。但是这些变换器的器件应力大，循环能量大，而且要采用频率调制，不利于优化设计滤波器。为了保留谐振变换器的优点，实现开关管的软开关，同时采用PWM控制式，实现恒定频率调节，利于优化设计滤波器，90年代出现了零转换变换器。所谓零转换变换器，就是只是在开关管开关过程中变换器工作在谐振状态，实现开关管的零电压开关或零电流开关，其他时间均工作在PWM控制方式下。我国开关电源起源于1970年代末期，到1980年代中期，开关电源产品开始推广应用。那时的开关电源产品采用的是频率为20KHZ以下的PWM技术，其效率只能达到6070。经过20多年的不断发展，新型功率器件的研发为开关电源的高频化莫定了基础，功率MOSFET和IGBT的应用使中、小功率开关电源工作频率高达到400KHZAC/DC和1MHZDC/DC。软开关技术的出现，真正实现了开关电源的高频化，它不仅可以减少电源的体积和重量，而且提高了开关电源的效率。目前，采用软开关技术的国产开关电源，其效率己达到93。但是，目前我国的开关电源技术与世界上先进的国家相比仍有较大的差距。13课题所做的工作课题所做的具体工作如下1、分析移相控制ZVSPWM全桥变换器软开关技术的基本工作原理，并分析实现软开关的条件。2、对移相控制PWM全桥变换器的主电路拓扑结构进行电路设计，研究主电路中各参量的设计方法，包括输入整流桥、逆变桥、输出整流二极管的选型，输入滤波电路电容的设计，高频变压器及谐振电感的设计，输出滤波电路中滤波电感及滤波电容的设计。3、详细分析移相控制芯片UC3875，选择以UC3875来组成控制电路和保护电路，对驱动电路进行设计与分析。4、根据开关电源原理和具体的参数要求设计出24V/100A的开关电源。2PWMDC/DC移相全桥变换器的分析移相PWM控制方式实际上是谐振变换技术与常规PWM变换技术的结合，移相全桥软开关电路有效降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器装置提高开关频率和效率降低尺寸及重量提供了良好的条件。同时，还保持了常规的全桥PWM电路中拓扑结构简洁，控制方式简单，开关频率恒定，元器件的电压和电流应力小等一系列优点。这种控制方式是近年来在全桥变换电路中广泛应用的一种软开关控制方式。21移相控制ZVSPWM全桥变换器的工作原理移相控制全桥零电压PWM软开关的实际电路如图1所示。移相控制全桥零电压开关PWM变换器利用变压器漏感或串联电感和开关管的结电容或外接电容谐振，在不增加额外元器件的情况下，通过移相控制方式，实现功率开关管的零电压导通与关断。图中Q1Q4是四支主功率管，D1D4为主功率管的反并联二极管，C1C4为主功率管的结电容或外接电容，LR是谐振电感，包括变压器的漏感，TR是输出变压器，其原副边绕组匝数比KN1/N2,VD1和VD2是输出整流二极管，LF和CF是输出滤波电感和电容，RL是负载。输入直流电源电压为VIN，输出直流电压为VO。要实现开光管的零电压开通，必须满足下式E2122I22L2LE111INTRNINTRINAGINADVCVCVCCFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLUOCDLRABVIN图1移相控制全桥零电压开关PWM变换器的主电路及其波形移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器一个周期内有12个开关模态，每个时间段对应的等效电路如图2所示。在分析之前，先作如下假设1）所有开关管和二极管均为理想器件；2）所有电容，电感和变压器均为理想元件；3）C1C3CLEAD，C2C4CLAG；4）LFLR/K21开关模态0（T0时刻）T0时刻对应于图2（A）。Q1和Q4导通。原边电流由电源正经Q1，谐振电感LR，变压器原边绕组以及Q4，最后回到电源负。DR1导通，DR2截止，原边给负载供电。2开关模态1（T0T1时间段）T0T1时间段对应于图2B。在T0时刻关断Q1，原边电流从Q1中转移到C1和C3支路中，给C1充电，同时给C3放电。由于有C1和C3，Q1是零电压关断。在这个时间段，谐振电感LR和滤波电感LF是串联的，而且LF很大，因此可以认为原边电流IP近似不变，类似于一个恒流源。这样原边电流IP和电容C1，C3的电压分别为IPTIPT0I0VC1TTT0LEAD12CIVC3TVTT0LEAD1在T1时刻，C3的电压下降到零，Q3的反并二极管D3自然导通，从而结束这一时间段，该时段持续时间为T011INLEADIC23开关模态2（T1T2时间段）T1T2时间段对应于图2C。D3导通后，开通Q3。虽然这时候Q3被开通，但Q3并没有电流流过，原边电流由D3流通。由于是在D3导通时开通Q3，所以Q3是零电压开通。Q3和Q1驱动信号之间的死区时间TDLEADT01，即TDLEAD1INLEADIVC2在这一时间段里，电路处于一个很复杂的谐振过程。原边电流等于折算到原边的滤波电流，即IPTKTLF在2时刻，原边电流下降到2。4开关模态3（T2T3时间段）T2T3时间段对应于图2D）。在T2时刻，关断Q4，原边电流IP由C2和C4两条路径提供，即原边电流给电容C4充电，给电容C2放电。由于C2和C4的存在，Q4是零电压关断。此时VABVC4，VAB的极性由零变负，变压器副边绕组电势下正上负，整流二极管DR2导通整流二极管DR1和DR2同时导通，将变压器副边绕组短接，这样变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，VAB直接加在谐振电感LR上。因此在这一时间段，谐振电感LR和电容C2和C4发生谐振，原边电流IP和电容C2，C4的电压分别为IPTI2COSTT2VC4TZPI2SINTT2VC2TVINZPI2SINTT2其中，ZP,1。LAGR/CLLAGRCL在时刻T3，当C4的电压上升到VIN时，D2自然导通，从而结束这一时间段，该时段持续时间为T23SIN112PINIZ5开关模态4（T3T4时间段）T3T4时间段对应于图2E。在T3时刻，D2导通，将Q2的电压箝在零电位，此时开通Q3就是零电压开通。驱动信号之间的死区时间TDLAGT23即TDLAGSIN112PINIZV虽然此时Q2己开通，但Q2不流过电流，原边电流由D2流通。原边谐振电感的储能回馈给输入电源。由于副边两个整流管同时导通，因此变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，这样电源电压VIN加在谐振电感两端原边电流线性下降，原边电流为IPTIPT3TT3RINL到T4对刻，原边电流从IPT3下降到零，二极管D2和D3自然关断，Q2和Q3中将流过电流，从而结束这一时间段，该时段持续时间为T34LRIN3PVT6开关模态5（T4T5时间段）T4T5时间段对应于图2F。在T4时刻，原边电流由正值过零，并且向负方向增加，此时Q2和Q3为原边电流提供通路。由于原边电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管提供回路，因此原边绕组电压仍然为零，加在谐振电感两端的电压是电源电压VIN，原边电流反向增加。原边电流为IPTTT4RINLV到T5时刻，原边电流达到折算到原边的负载电流ILF5/N值，结束这一时间段。此时整流管DR1关断，DR2流过全部负载电流。该时段持续时间为T45IN5LFRKVT7开关模态6（T5T6时间段）T5T6时间段对应于图2（G）。在这一时间段里，电源给负载供电，原边电流为IPTTT5FR0INKLKTI5LF在时刻T6，Q3关断，变压器开始另一半个周期，其工作情况类似于上述的半个周期。CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVINCFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RFUOCDLRABVIN（A）T0时刻（B）T0T1时刻CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVINCFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RFVOCDLRABVIN（C）T1T2时刻（D）T2T3时刻CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVINCFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVIN（E）T3T4时刻（F）T4T5时刻CFDR1VINQ1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4BALRTRDR2DLFCVORLD2（F）T5T6时刻图2各时间段等效电路图3ZVSDC/DC全桥变换器主电路设计实例电源的设计指标如下输入交流电压单相220VAC（2015，50HZ；10输出电流100A；输出电压24V稳压型；开关频率100KHZ；整机效率；90最大输出功率3000W。电源的主电路结构由输入整流滤波电路，单相逆变桥，高频变压器及谐振电感，输出整流滤波电路等四部分组成。31输入整流滤波电路的选择以下电路是将单相220V/50HZ交流输入进行整流和滤波，得到一个300V左右的平滑的直流电压，供给后级DC/DC全桥变换器，如图3所示。其中，继电器和电阻R1组成了软启动电路，缓冲电源开机时出现过大的浪涌电流。开机时，通过R1给整流电路提供能量。启动完成后，继电器线圈闭合，常开触点K1闭合，将R1短路，软启动结束。图3输入整流滤波电路由于开关电源的频率都很高，故其主要缺点在于干扰大。在有些场合下输入的交流电会有很大的干扰，例如开关电源的输入和很多接触器开关接在一起时，电源的输出会产生很大的纹波。这是系统使用过程中不希望出现的缺陷。这些干扰主要有功率管的快速切换产生，通过电磁辐射、传导、感性耦合和容性耦合等方式向外传播。为了抑制这些干扰，制作过程中必须采取措施，将它们降低。就抑制传导干扰而言，输入、输出端安装滤波器是行之有效的办法。图3中，EMI1是输入滤波器。它可以让50HZ或低频电流顺利流过，而对高频电流产生非常高的阻抗，能够减小电源内部对电网的干扰，同时又能抑制电网对电源的干扰。RECTIFIER是单相整流桥。C1和C2是电解电容，用来滤波及支撑母线电压。R2和R3是静态均压电阻，用来均衡电解电容上的电压。C3是高频电容，用于吸收直流母线上的高频电压尖峰，进而使输入整流桥输出一个平滑的直流电压。311输入滤波电容的设计对于中小功率电源来讲，一般是采用单相220V交流输入。交流电VLINE经过全桥整流后得到脉动直流电压VIN输入滤波电容CIN用来平滑这一直流电压。CIN的选择比较关键，如果CIN太小，直流电压VIN的脉动就会比较大。为了得到所需要的输出电压，需要过大的占空比调节范围。同时，直流电压VIN的最小值VINMIN也会较小，要求高频变压器的原副边匝比较小，导致开关管的电流增大，输出整流二极管的反向电压增大；如果CIN太大，其充电电流脉冲宽度变窄，幅度增高，导致输入功率因数降低，EMI电磁干扰增加，过高的输入电流使得输入整流管和滤波电容的损耗也增加。一般而言，下述经验算法比较合理在最低输入交流电时，整流滤波后的直流电压的脉动值VPP是最低输入交流电压峰值的2025取20。可以按照下面的步骤来计算CIN的容量1）输入交流电的线电压有效值的变化范围即176V253V；MAXINLIELEV2线电压峰值的变化范围即249V358V；MAXMINLE2LI3整流滤波后直流电压的最大脉动值单相输入31VVLINE50P4整流滤波后的直流电压即200V358V；MAXMILIN22LINEP（5输入功率PIN32/IOUTP式中PIN为交流侧输入功率W；POUT为直流侧输出功率W；为电源的交换效率。为了保证整流滤波后的直流电压最小值VINMIN符合要求，每个周期中CIN所提供的能量约为33MININFAPWI式中A为输入交流电压的相数，单相时，A1；WIN为每个周期中CIN所提供的能量J；FMIN为交流电网输入的最小频率HZ。根据公式（32）和（33）得074593MINIJFP每个半周期输入滤波电容所提供的能量为3422122MINMININPLELEINVVCW因此输入滤波电容容量为35372049722MININFPLE式中电容的单位为F；电压的单位为V。根据式35所得的电容量和整流后的直流电压最大值，参考电容生产MAXLINEV厂家提供的手册，可以选用相应的电解电容。如果计算出来的电容量较大，可采用多个电解电容并联方式。如果要求电解电容耐压过高，可采用多个电容串联的方法。由于电解电容存在等效串联电阻ESR和等效串联电感ESL，变换器在吸收和回馈高频电流时，电解电容上的直流电压会产生高频电压尖峰，为了抑制高频电压尖峰，有必要在电解电容两端并联无极性小容量的高频电容。根据手册，取，FC420IN选美国MALLORY的的电解电容12个，2个串连，之后6组并联。VF35014那么可计算出整流后的直流电压的最小值VINMIN为36VCWVLINE210479262INMMIN312输入整流模块的选择输入二极管整流桥由于是工作在工频工况下，因此可以是标准的慢恢复类型。选择的标准包括最大峰值反向击穿电压，正向平均电流，最大浪涌电流和发热条件等。对于单相整流桥，其二极管承受的最大反向电压为，流过二极管的电MAX2INV流有效值为，一般考虑到温升及输入电压的波动，取电流为其正向平均电2MAXINI流的152倍，电压为反向最高峰值电压的23倍。另外，整流桥需要一个散热器来限制温升。32单相逆变桥主功率开关管的选择及其参数设计本电源考虑到功率器件的开关速度和驱动电路的简洁，拟选用IGBT作为功率开关管来构成全桥电路。IGBT，绝缘栅双极型晶体管，是由BJT双极型三极管和MOS绝缘栅型场效应管组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件,兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。GTR饱和压降低，载流密度大，但驱动电流较大；MOSFET驱动功率很小，开关速度快，但导通压降大，载流密度小。IGBT综合了以上两种器件的优点，驱动功率小而饱和压降低。1电压定额的选择为了防止电网瞬态电压尖峰和开关管开关过程中造成的电压尖峰击穿IGBT，选择这种器件时，如果主电路工作在硬开关条件下，其耐压值不应低于电路中漏源间最高可估算电压的2倍。但本电源工作在零电压开关条件下，因此其耐压可降低到15倍。因此，单相交流输入整流后的直流电压一般在200400V之间，IGBT适合应用于直流电压为600V及以上的开关电源。2电流定额的选择选择电流容量要使电路中最大电流峰值漏极脉DMPKI冲电流幅值，并且实际功耗要保证管芯的结温不会超过额定结温。至于要多大的电流余量，要根据在具体电路中的实际情况和管子的可选规格来确定。另外，逆变桥需要一个散热器来限制温升。3开关频率的选择IGBT在用作开关器件时，应注意自身损耗，其损耗主要由通态损耗和开关损耗组成，不同的开关频率，通态损耗和开关损耗所占的比例不同。器件工作在开关频率15KHZ以上时，开关损耗是主要的，此时通态损耗占的比例小，本电源开关频率为100KHZ，IGBT应选择高频短施尾电流系列。33高频变压器的设计高频变压器作为能量传送、升降压及电气隔离的磁性元件，在开关电源中非常重要。其性能好坏不仅关系到变压器本身的效率、发热等问题，而且将决定着整个逆变器的技术性能，甚至导致功率管的损坏和逆变失败4。因此，需要先对变压器的设计方法作一分析。如311节所述的系统，采用全波整流输出的开关电源，假设变压器的效率为，选择铁氧体材料的磁芯，其工作磁场强度取，电流密度取95TB120M，K004，那么2/35CMAJCM140351204934124145004JKBFPJBFPMSMST考虑到磁芯的温升及工作频率，取EE型磁芯87X43X28MM，则AP6358CM4,AE812MM2，AW783MM2。为了防止共同导通，取占空比DMAX04，U1MINVINMIN，从而，初级绕组匝数为34102265MAXIN1PESABFUN故取匝。5PN那么初级绕组最大电流159023MIN10AXAUPIP初级绕组裸线面积84103522AXMJIAPX次级绕组匝数80182014/652EMSSBFUN故取NS2匝，从而带中心抽头的次级绕组的匝数2NS4匝，那么变压器的变比为K25。在工程设计时，一般的经验算法是要求输出滤波电感电流的最大脉动量为LFI最大输出电流的20，即在输出满载电流的10的条件下，输出电感电流应保证连续。因此。AIILFX10100MA由于次级绕组带中心抽头，故次级绕组电流有效值为77MAX0IIS（那么次级绕组裸线面积）22X10357MJIAS考虑到趋附效应的影响，实际一般选用的导线为多股漆包线并绕，或者选用铜排。变压器的工作频率为100KHZ，在此频率下，铜导线的穿透深度为，M210因此绕组应选用线径小于042MM的铜导线。这里原边采用由7股线径为032MM的漆包线胶合而成的多股线6根并绕5匝，副边采用由7股线径为032MM的漆包线胶合而成的多股线20根并绕1匝，原副边采用分层交叉绕法。我们知道，变压器的漏感随绕组间隙的增大而单调递增，而且当初次级宽度一样时，可大大减小漏感和交流电阻，因此缠绕绕组的时候要对以上两点进行兼顾。核算窗口面积时，由于绞合的漆包线本身带有绝缘层，故取填充系数KU02，则需要磁芯的窗口面积为78319202/3071/37652CWMAAW根据上述几节的叙述，可知24V/100A的系统，其高频变压器的副边输出I0MAX为110A，原边输入U1MAX/IPMAX为358V/15A。由上所述，输入整流二极管选取的是取电流为正向平均电流的A倍，即251A，电压为反向最高峰值电压的倍，即V。故选取IXYS公20163207416司的VB04008N06单相整流桥，其整流模块的单管在1000C时的平均电流为20A，反向最高峰值电压为800V。34谐振电感的设计341谐振电感值的确定谐振电感是一个高频元件，是用来帮助实现滞后桥臂零电压开关的。为了能够提供足够的能量来释放功率开关管的输出电容，以实现零电压开关，谐振电感必须满足式21，忽略变压器的寄生电容，原式可变为372R38ICVLINI由于MOSFET的输出结电容C0SS不是一个恒定电容，而是一个非线性电容，且其容值是反比与其两端电压的平方根的，那么有38INDSOSINVC从而式37整理为39INDSOSINRIL238式中COSS为MOSFET的输出结电容PFVDS为COSS的端电压V。谐振电感LR的选择应考虑下述因素1为了在任意VIN时均能实现滞后桥臂的零电压开关，VIN应取VINMAX；2考虑在1/3满载以上时能实现零电压开关。那么在1/3负载时，18537312AKIS由所选型号的MOSFET知其输入电容COSS1500PF时VDS25V。那么有式39得053821853083821MAX21MAXRINDSOSINVICL取。5R由于谐振电感的电流是双向流动的，其磁芯工作在一、三象限，所以是双向励磁的。为了减小铁损，磁芯的工作磁密不宜取得太高，因此取谐振电感的工作磁密，变压器原边电流奉，从而由变压器的设计可先确定磁芯的大TB120MAIP15小。44260420403510/1CMJKBFTILJKBFPAMSSPRMST考虑到磁芯的温升及工作频率，取EI型磁芯400X2725X1165MM，则AP23301CM4，AE148MM2，AW15744MM2。我们知道，对于磁性元件，当时，电感工作于线性区，此时；SATPILL当时，电感工作于饱和区，电感值从L突然下降至LS。ST线性电感、饱和电感LS和饱和电流ISAT均为恒量，他们的数值取决于绕组和磁路LL的物理参数。分别由下式计算310GOSESTLNBLISA311GELALLE22式中N为电感的绕组匝数；BS为磁性材料的饱和磁感应强度（T）；为磁性EL材料的总平均磁路长度M；为气隙的总平均长度M；为磁心的有效导磁面积GLEAM2；为气隙的磁导率，；为磁性材料磁导率，通常，线性0MH7014E工作区时，饱和工作区时约为。31E0因此，线性谐振电感的，而且设计时为了防止其饱和应加气隙。因此30E10和311可化简为312GLNBI0313G2LALE那么由21、312和313可得电感饱和时所需的气隙大小314202SA341INMOSGSETVCLBI铁氧体磁芯的一般饱和磁密，把各己知量代入式314得TS610838620MBALSEINMOSG因此设气隙为1MM，由式（313）得4351048567360REGLN取N6。从而核算谐振电感量为76104864327G20RLANLE核算谐振电感的饱和电流，由312得84761043730ALNBIGSSAT那么，因此不会进入饱和工作区，符合要求。MAXSATPI由于谐振电感与变压器的原边串联的，其流过的电流是一样的，那么谐振电感也可以采用由7股线径为032MM的漆包线胶合而成的多股线6根并绕6匝获得。同样取填充系数，则需要磁芯的窗口面积为20UK41573410/362MAAWCW因此满足设计要求。35输出整流电路的选择输出整流电路包括输出整流二极管、输出滤波电感、输出滤波电容等，如图4所示，其中，EMI2与图3中的EMIL相类似，都是起到抗干扰滤波作用的，此处不再介绍。图4高频变压器、谐振电感及输出整流滤波电路351输出整流二极管的选择输出整流二极管是工作在高频状况下的，因此应选用快恢复二极管。本文所设计的电源，其变压器的副边采用全波整流电路，所以整流管的反向电压为二倍的变压器副边电压，即整流管上承受的最大反向电压为。在整流管开关时，有一定的电压震荡，因此VKVDR21435/82/2MAXIN要考虑2倍的余量，可以选用2X14322864V的整流管。整流管流过的最大电流为，因此可选用MSC公司生产的MURP20040CT快恢复二级管，其电压AI10AX0和电流定额为400V/200A。352输出滤波回路的设计1输出滤波电感值和输出滤波电容值的确定在PWMDC/DC全桥变换器中，原边的交流方波电压经过高频变压器变压和输出整流桥后，得到一个高频直流方波电压7。从输出滤波器侧看，其实际上类似于一个BUCK变换器，只是它的工作频率为开关频率的2倍。因此根据BUCK变换器关于输出滤波电感和输出滤波电容的设计，PWMDC/DC全桥变换器的输出滤波电感值和电容值为315DLFINSFVKIFVLMAXIN00MIN012316DLFINOPSFFVLCMAXIN02MIN018式中为输出滤波电感上的直流压降初步假定其为15V；VD为输出整流LFV二极管的通态压降MURP20040CT的压降为13V；为输出电压的峰峰值，OP一般规定200MV，此处取100MV。OP因此把各相关量代入得903153824101245FL因此取输出滤波电感量FL3015382410126845FCF考虑到电解电容有寄生电阻，且电源的输出电压为100V，故选六个2200/100V的电解电容两个串联再并联作为输出滤波电容使用。F2输出滤波电感的参数计算输出滤波电感中流过的是一个具有较大直流分量且单向流动的电流，并叠加一个较小的交变分量，其频率为200KHZ，因此磁芯的工作磁密可以取得较高，接近于饱和磁密。此处假定BM03T，变压器副边电流，与谐振电感的设计相AI10OMAX似，先确定磁芯的大小。考虑到磁芯的温升，取ETD型磁芯598X312X221MM，则AP174CM4，AE368MM2，AW473MM2。设气隙为2MM，由式313得38103641670EGFLLN取N8。从而核算输出滤波电感量为151023684720HLALGEF核算输出滤波电感的饱和电流，由312得67810436730ALNBIGSSAT那么，因此不会进入饱和工作区，符合要求。SATIMAX0输出滤波电感电流有效值的最大值为110A，故可采用20根由7股线径为032MM的漆包线胶合而成的多股线并绕8匝获得。取填充系数KU02，则需要磁芯的窗口面积为。因此222CW473M450/30728AAW满足设计要求。61403541644202MAXCJKBILPF4PWMDC/DC变换器控制、保护电路设计移相控制电路是高频开关电源的重要组成部分，在很大程度上决定了开关电源的性能，其作用在于使全桥变换器的两个桥臂开关管的导通角错开一个角度，以获得不同的占空比从而调节输出电压的高低。借助开关器件的输出电容充放电，在输出电容放电结束即电压为零的状态下完成零电压开通。41移相控制芯片UC38751UC3875的电气特性UC3875的相位控制体现为4个输出端分别驱动T1T2、T3T4两个半桥，都能单独进行导通延时即死区时间的调节控制，在该死区时间内确保下一个导通管的输出电容放电完毕，为即将导通的开关管提供零电压开通的条件。其电气特性如下1可实现0100占空比控制；2实用的开关频率可达2MHZ；3两个半桥输出的导通延迟都可单独编程，具有欠电压锁定UVLO功能和软启动控制功能；44个2A图腾柱式输出级，适用于电压拓扑和电流拓扑；5误差放大器；Z10MH6具有独立的过电流保护电路，可实现快速的故障保护。该保护电路可在70NS之内关断所有输出端，锁定后的过电流比较器在整个工作周期内均可重新启动。2UC3875的内部结构分析如图5所示，VIN和VC分别是芯片的内部逻辑电源和输出驱动电源，分别对应于信号地GND和功率地PWRGND；VREF是5V的精密基准电源；OUTAOUTD为四路图腾柱式输出；DELAYAB和DELAYCD为同桥臂设置死区时间；FREQSET为频率设置；CLOCKSYNC为多个芯片并联工作时，提供时钟/同步功能；SLOPE和RAMP分别为斜率设置和锯齿波发生脚；SOFTSTART为芯片提供软启动功能；CS为电流检测脚；EA、EA和COMP为误差放大器。图5UC3875内部功能框图UC3875的核心部分是移相控制信号发生电路。图中高速振荡器产生的时钟信号分别送FF触发器及斜坡发生器和或非门使其与之同步，信号经FF触发器二分频后，从FF触发器的Q和Q得到了两路互补的方波信号。这两路方波信号通过180延时电路为信号设置死区时间后从OUTA和OUTB输出。因此OUTA和OUTB与振荡时钟信号同步。锯齿波和误差放大器的输出信号进行比较后，输出一个方波信号，这个方波信号与振荡时钟信号经过或非门同步后送给PWM闭锁，PWM闭锁的输出与FF触发器的输出Q经过异或门运算后，得到两路互补的方波信号。Q180两路方波信号通过延时电路为信号设置死区时间后从OUTC和OUTD输出。OUTC和OUTD分别超前于OUTB和OUTA一个移相角，因此OUTC和OUTD控制全桥软开关电路的超前桥臂，OUTB和OUTA控制滞后桥臂，移相角的大小由误差放大器的输出和锯齿波的交截点决定。42UC3875的电路参数设置如图6所示是UC3875各引脚连接电路。现对各引脚电路的参数设计进行说明。首先指出，本论文所要设计的电源的频率是100KHZ的。图6UC3875控制电路图421开关频率设置脚FREQSETFREQSET设置输出级的开关频率，其频率决定于接在该脚与信号地GND脚之间的电阻和电容的数值。可以通过下式近似计算得到频率后，再校正频率。416102TSRCF式中CT为开关频率设置脚并联电容；为开关频率设置脚并联电阻。FTR本文开关器件的开关频率为；那么若取CT1000PF，那么由公式41得KHZ10，取，则得。振荡器频率基本上限定于200KHZ，KRT20RT2FS9因此参数满足要求，可以使用。422斜坡补偿设置脚SLOPE和RAMP接在SLOPE脚和VCC脚之间的电阻器阻值确定产生斜坡电压的电流。即42SCSLOPERVI式中RS为斜坡补偿电阻。RAMP脚为PWM比较器的输入端，该脚和GND脚之间应接入1只电容器。斜坡电压的斜率由42决定43610DRSLOPECITV式中CR为斜坡补偿电容。F根据UC3875电气参数表可知，斜坡峰值钳位电平额定值为41V，那么锯齿波的额定峰值为54V，若如波形图所式，则其斜率为39X105。因此由42和43式，取CR1000PF，那么RS128K，从而修正，得到其斜率为385X105，K13SR满足要求参数可取。423死区时间设置脚DELAYSETAB,DELAYSETCD调整从该脚到GND的电流值，可以设定输出级的导通延迟时间，即死区时间。电流值由外接电阻RTD控制，其死区时间由式44和45确定44TDELAYRVI45I12056对于式44中的ID限制其为。ADM2在开关电源中，为了减小关断损耗，一般取死区时间，是功率FDTT32F开关管的关断时间。本文所选MOSFET的关断时间为216NS，因此取TD600NS。由文献可知，从而得，那么，满足要求参数可VDELAY52K24TDRAID10取。依据一般经验取。FCT01424软启动设置脚SOFTSTART只要VIN低于欠电压锁定门限值，软启动脚将保持地电位。当VIN超过欠电压锁定门限值时，通过内部电流源对电容充电，软启动脚的电压将升高到48V左A9右。发生过电流故障时电流取样CS脚电压高于25V，软启动脚电压将下降到地电位，然后再逐渐升高到48V。如果故障发生在软启动过程中，各输出端立即变为低电平，并且在故障锁存器复位以前，软启动电容必须充足电。其充放电时间由式46和47决定。46610CSSIVT476DSSIT式中为充电电压，此处取；为放电电压，此处取CSVVVCS34508DS；为充电电流，此处取；为放电电流，此处取DS8314CSIAIS9I；为充、放电电容；为充电时间S；为放电时间S。AI20FCTDST从而取，那么，修整使，那么MSTCS5S105FS10MSTCS48。STDS61425误差放大器设置脚E/A,E/A,COMP如图6所示，COMP脚与E/A脚之间接一个补偿网络，COMP电压低于1V时，移相角将为零。E/A十脚通常接基准电压，以便与E/A一脚的取