【电气工程及其自动化】通信用48v50a开关电源设计

本科生毕业设计（论文）通信用48V/50A开关电源设计二级学院信息科学与技术学院专业电气工程及其自动化完成日期2014年5月10日A基础理论B应用研究C调查报告D其他目录1绪论211通信电源系统的介绍212开关电源的发展现状及发展方向2121开关电源的发展方向2122软开关技术的发展313本文的论文结构32主电路的设计421PWMDCDC移相全桥变换器的基本原理422移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器的工作原理423输入整流滤波电路924输出整流电路103控制及保护电路的设计1131基于UC3875的控制电路1132电压控制电路1133保护电路12331过流保护12332过压保护1334驱动电路的实现134设计实例1541设计指标1542主电路结构1543参数选择16431整流滤波16432输入滤波电容17433高频变压器原副边变比17434谐振电感值19435开关频率19436输出滤波电路参数的选择19437输出整流二极管的选择19438主功率管选择20439串联耦合电容的选择214310变压器的设计计算214311控制电路参数的选择225总结23参考文献24附录25致谢26通信用48V/50A开关电源设计摘要本文结合开关电源的发展现状，首先详细分析了移相全桥ZVSPWMDC/DC变换器的工作原理，其次对主电路和以UC3875为核心的控制电路、保护电路、驱动电路等进行设计和理论分析，最后设计了一个通信系统常采用的48V/50A的直流高频开关电源，并进行参数计算。关键词开关电源；ZVSPWM；移相全桥；DC/DC变换器BASEDON48V/50ACOMMUNICATIONSWITCHINGPOWERSUPPLYDESIGNABSTRACTTHEPAPERCOMBININGWITHTHEDEVELOPMENTOFSWITCHINGMODEPOWERSUPPLY,FIRSTLYTOANALYZESTHEWORKINGPRINCIPLEOFPHASESHIFTINGFULLBRIDGEZVSPWMDC/DCCONVERTER,THENDESIGNEDANDANALYSISMAINCIRCUITANDCONTROLCIRCUITCENTEREDONUC3875,PROTECTIONCIRCUIT,DRIVERCIRCUITINTHEORY,FINALLYDESIGNEDANOFTENUSED48V/50ADCHIGHFREQUENCYSWITCHPOWERSUPPLYCOMMUNICATIONSYSTEMANDPARAMETERCALCULATIONKEYWORDSSWITCHPOWERSUPPLYZVSPWMPHASESHIFTEDFULLBRIDGEDC/DCCONVERTER1绪论11通信电源系统的介绍通信电源是通信设备重要组成部分之一，一次也被称为通信设备的“心脏”，通信电源的瞬间故障都可能造成难以估量的损失。为了保持通信设备的畅通运行，通信电源都采用多种能源供电，这些能源通过开关整流器后，与蓄电池组共同构成为通信设备提供48V基础电源的设备。此外，各类通信设备还需要33V、5V、12V等多种直流电压，这些电压通常由通信设备内部的直流变换器产生。通信电源由交流供电系统、直流供电系统和相应的接地系统组成。为了保证稳定、可靠、安全供电，通信电源系统可采用集中供电、分散供电、混合供电或一体化供电方式。12开关电源的发展现状及发展方向自20世纪50年代，美国宇航局以小型化重量轻为目标而为搭载火箭开发首个开关电源以来，在半个多世纪的发展中，开关电源逐步取代了传统技术制造的相控稳压电源，并广泛应用于电子整机设备中。随着集成电路的发展，开关电源逐渐向集成化方向发展，趋于小型化和模块化。近20年来，集成开关电源沿两个方向发展。第一个方向是对开关电源的控制电路实现集成化。第二个方向是实现中、小功率开关电源单片集成化。传统的线性稳压电源虽然电路结构简单、工作可靠，但它存在着效率低、体积大、铜铁消耗量大，工作温度高及调整范围小等缺点。而开关电源的效率比线性电源高很多。开关电源的体积、重量主要由储能元件决定的，因此尽可能减小其中储能元件的体积，在一定范围内，节省了能源，因此它受到了人们的喜欢。但它也有缺点，就是电路复杂维修困难，对于电路的污染严重。电源噪声大，不适合用于某些低噪声电路。121开关电源的发展方向开关电源的体积、重量主要是由储能元件（磁性元件和电容）决定的，因此开关电源的小型化实质上就是尽可能减小其中储能元件的体积。在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感及变压器的尺寸，而且还能够抑制干扰，改善系统的动态性能，因此高频化是开关电源的主要发展方向。122软开关技术的发展开关频率的提高可以使开关变换器的体积、重量大为减小，从而提高变换器的功率密度。另外，提高开关频率可以降低开关电源的音频噪声和改善动态响应。根据电路中主要的开关元件是零电压开通还是零电流关断，可以将软开关分为零电压电路和零电流电路两大类。通常，一种软开关要么属于零电压电路，要么属于零电流电路。但也有个别电路中，有些开关是零电压开通，另一些开关是零电流。在软开关技术发展1中，零开关PWM电路中引用入了辅助开关来控制谐振的开始时刻，使谐振仅发生于开关过程前后，这种开关过程成为软开关。零开关PWM电路可分为1）零电压开关PWM电路（ZVSPWM）2）零电流开关PWM电路（ZCSPWM13本文的论文结构第一章主要介绍通信开关电源的分类、发展现状和趋势，软开关技术的分类。第二章详细介绍了移相全桥ZVSPWMDCDC变换器的工作原理，介绍了输入输出整流滤波电路的工作原理。第三章详细分析了控制芯片UC3875的原理及驱动电路。第四章设计通信48V/50A开关电源，并对设计实例参数计算。第五章总结。2主电路的设计21PWMDCDC移相全桥变换器的基本原理PWMDCDC全桥变换器的基本电路结构如图1。图1基本的全桥电路结构直流电压VIN施加在Q1Q4四只开关管所构成的两个桥臂上，通过控制四只开关管Q1Q4的通断顺序及通断时间，在变压器TR的原边得到一个幅值为VIN并按某一占空比D变化的正负半周对称的交流方波电压。设变压器TR的变比为N，经高频变压器隔离和变压后，在变压器副边得到一个幅值为VIN/N的交流方波电压，然后通过VD9和VD10构成的输出整流桥，在CD两点得到幅值为VIN/N的直流方波电压。LF和CF组成的输出滤波器将这个直流方波电压中的高频分量滤去，在输出端得到一个平直的直流电压，其幅值为VODVIN/N，其中，TON是2DTONS导通时间，TS是导通周期。通过调节占空比可以调节输出电压VO。22移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器的工作原理移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器利用变压器的漏感或原边串联电感和功率管的寄生电容或外接电容来实现零电压开关，它的电路结构如图2，主要波形如图3所示。其中，VD5VD8分别是Q1Q4的内部寄主二极管，C6C9分别是Q1Q4的寄生电容或外接电容LR是谐振电感，它包括变压器的漏感L1K和外接电感。每个桥臂的两个功率管成180O互补导通，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压。Q1和Q2分别超前Q3和Q4一个相位，称Q1和Q2组成的桥臂为超前桥臂，Q3和Q4组成的桥臂为滞后桥臂2。图2主电路图图3主要波形基本移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器一个周期内有12个开关模态，每个时间段对应的等效原理图如图4所示。（A）T0时刻（BT0T1时刻（CT1T2时刻（D）T2T3时刻（ET3T4时刻（F）T4T5时刻图4各个时间段工作原理图在分析之前，先作如下假设所有开关管和二极管均为理想器件；所有电容，电感和变压器均为理想元件；C6C7CLEAD，C8C9CLAG；LFLR/N2LEAD表示超前，LAG表示滞后。（1）T0时刻如图4（A所示，Q1、Q4导通，T0时间内维持Q1、Q4同时导通。全桥超前臂支路中点电压UAUDC电源电压，滞后臂中点电压UB0，两臂中点之间电压UABUDC，它加在变压器原边绕组（包括附加电感LR）两端，使原边绕组电流在T0时刻的较高正峰值I1线性增大，电网的能量不断转化为磁能储存于电感线圈并送到负载。101112DCPPTROFUNIITL式中，LR是主变压器原边漏感与外谐振电感之和，是副边输出滤波电感折2OFNL算到原边的电感量，N为变压器原副边匝数比，UO为输出电压。在T0T1期间原边绕组两端为正电压，使副边绕组上端感应电压极性为上正下负，整流二极管VD9正向导通，使不断增大；VD10截止，其上将承受两倍副边绕9VDI组感应电压。2T0T1时间段如图4（B）所示，当原边电流IP在功率输出过程中逐渐升高到最大值IPT1时，加到左臂上管Q1栅极的驱动脉冲变为低电平，使超前臂Q1由导通变为截止，切断了电源供电通路，Q1即为零电压关断。因为谐振电感的电流不会突变，仍维持IP原来方向流动，所以超前臂并联电容C6，C7进行充放电，其过程很快完成，使超前臂中点电压快速减小，在T1之前已经降到零。如果把电源看成是恒流源IP，则并联电容C6和C7的谐振电压分别为262LEADIPVCTTC37LEADITT在T1时刻，C7的电压下降到零，Q2的反并二极管VD6自然导通，从而结束这一时间段，该时段持续时间为402LEADINCVTIP3T1T2时间段T1T2时间段对应于图4（C）。VD6导通后，开通Q2。虽然这时候Q2被开通，但Q2并没有电流流过，原边电流仍由VD6流通。由于是在VD6导通时开通Q2，所以Q2是零电压开通。Q2和Q1驱动信号之间的死区时间TDLEADT02，即52LEADINVTDLIP在这一时间段里，电路处于一个很复杂的谐振过程。原边电流等于折算到原边的滤波电流，即6IPTILFTN23PTII4T2T3时间段如图4（D）所示，在T2时加到右臂下管Q4栅极的驱动电压变为低电平，开关管Q4由导通变为截止，使正向续流的原边电流IP在滞后臂突然失去主要通路。而IP在T3时刻缓慢降到I2，仍按原方向流动对C9充电，同时把上管并联电容C8中的电荷抽走。由于Q4关断后C9充电电压UC9急剧从0升高变为正极性，使滞后臂中点电压UB由0变为正值，所以UAB变为负极性。原边绕组的这一反向电压感应到副边绕组，使其电压极性上正下负，则副边下端整流二极管VD10受正向偏置电压开始导通。上端绕组虽感应到反向电压，但其中较大正向电流不会突变为0，它仍维持原方向流过VD9。在T2T3期间，原边电流和滞后臂谐振电容电压的变化关系如下，72COSIPTIT12RLAGLC89IN,RLVZP927SCIT101232INTZPI5T3T4时间段如图4（E）所示。在T3时刻，VD7导通，将Q3的电压钳在零电压，此时开通Q3就是零电压开通。驱动信号之间的死去时间TDLAGT34，即1112SINVTDLAGZPI虽然此时Q3己开通，但Q3不流过电流，原边电流由VD7流通。原边谐振电感的储能回馈给输入电源。由于副边两个整流管同时导通，因此变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，这样电源电压VIN加在谐振电感两端，原边电流线性下降，原边电流为1243FVINIPTITTL到T4时刻，原边电流从IPT3下降到零，二极管VD6和VD7自然关断，Q2和Q3中将流过电流，该时段持续时间为1334IPTTLRVN6T4T5时间段如图4（F）在T4时刻，原边电流由正值过零，并且向负方向增加，此时Q2和Q3为原边电流提供通路。由于原边电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管提供回路，因此原边绕组电压仍然为零，加在谐振电感两端的电压是电源电压VIN，原边电流反向增加。原边电流为144RVINIPTTL到T5时刻，原边电流达到折算到原边的负载电流ILF5/N值，结束这一时间段。此时整流管VD9关断，VD10流过全部负载电流。该时段持续时间为15R54LFITTNV在T5时刻后，移向全桥的正半周期工作结束；并开始另一半个周期，其工作原理与正半周期相似，只是电流方向改变，在此不做详细介绍。23输入整流滤波电路EMI滤波电路它能毫无衰减的把直流电和工频交流电传输到开关电源，不但可以大大衰减从电网引入的外部电磁干扰；同时，它还可以避免开关电源设备本身向外部发出声音干扰，以免影响其他电子设备的正常工作。输入整流滤波电路基本结构如图5所示。图5输入整流滤波电路EMI滤波电路由C1、C2、C3、C4和L1组成。其中L1表示绕在同一铁芯上的共模电感，两者匝数相等，绕向相同；C1C4滤波电容，L1的两个绕组形成电感分别与C2、C3构成共模噪音滤波器，滤除电源线上的共模噪音。由于电感器的绕制工艺不可能保证两个电感完全相等，所以两者之差就形成了差模电感。差模电感与C1C4构成差模噪音滤波器，滤除差模噪声。L1电感量一般为几十MH，差模电感一般为152。通常C1、C4选用陶瓷电容或聚乙烯膜电容器，电容量一般选001UF047UF，C2、C3选用陶瓷电容，一般选2200PF6800PF，C1C4的耐压值均为630VDC或25VAC。单相桥式整流电路由四个不可控二极管组成，将交流电整流成直流电传输到主功率开关管。24输出整流电路输出整流电路3有两种，一种是由四个快恢复二极管构成的全桥整流方式，另一种是两个快恢复二极管构成的双半波整流方式，即全波整流方式。当输出电压比较高，输出电流比较小时，一般采用全桥整流方式；当输出电压比较低、电流比较大时，为了减小整流桥的通态损耗，提高变换器的效率，一般使用全波整流方式。如图6所示为全波整流电路图。图6全波整流电路3控制及保护电路的设计31基于UC3875的控制电路在选择控制芯片时，考虑到需要一种能够提供控制脉冲，并具有软起动功能，以及具有一定输出功率的芯片，因此选择了UNITRODE公司的UC3875,它是一种20引脚的芯片。图7是基于UC3875的外围电路图。C24和R8设置开关频率；R6设置OUTC和OUTD的死区时间，R7设置OUTA和OUTB的死区时间，在R6和R7上分别并联一个1000PF的电容，用于抗干扰；C17和R1用于设置锯齿波的斜率和幅值；C16用于设置软启动时间。芯片工作于电压控制模式。电压调节器利用UC3875内的误差放大器，输出电压经过可调电阻分压后在经送到误差放大器的反相端，调节可以调节输出电压的反馈1RP1RP系数，从而调节输出电压。5V基准电压经R2、R3分压后送到误差放大器的同相端作为电压给定信号。芯片由12V/2A提供供电4。图7UC3875外围电路32电压控制电路电压控制电路的目的是保证电源的输出在设定的范围内。当外界的条件（如输入电压、负载等）改变时，电源仍能保持固定的输出，从而使负载正常的工作。图8电压反馈电路电压反馈电路先经过R14限流，并通过光耦对输出电压进行采样，将采样得到的电压信号先进行阻容滤波，滤除外界干扰，然后与基准电压进行比较放大处理后输出一控制信号给脉冲产生电路，进而由脉冲产生电路产生恰当的脉冲去驱动和控制开关管。具体的电路如图8所示。33保护电路开关电源的开关管是比较脆弱的电子元件，而且价格也比较昂贵；另一方面开关电源的负载都是比较贵重的设备，对电能质量要求比较高，容易损坏。因此，必须对开关电源加必要的保护功能，保护电源本身和负载不受损害过流保护是为了保护负载和电源本身而设计的。该保护的功能是将检测到的电流值通过整流定点相比较，当输出电流达到过流整定点时，该保护电路动作，封锁触发脉冲使电源停止工作。电源要重新工作必须进行再启动，只是将输出电压与过压整定点相比较。从以上的分析来看，保护电路可分为过流保护、过压保护及欠压保护等部分。脉冲产生电路本身具有欠压锁定功能，因此不必在保护电路中添加欠压保护功能了。331过流保护对过流保护的基本要求是电路简单、可靠、动作准确、速度快和抗干扰能力强。我们采用电流互感器取样主变压器初级电流的方法。过电流保护主要是指直流侧过流或逆变桥开关的过电流，因此必须采取措施防止过电流损坏器件。因此需加输入限流电路，利用电流互感器检测变压器的原边电流，再利用整流桥将检测到的电流整流后经过一个二极管引到UC3875的电流检测端CS，当原边电流检测到的电流信号超过25V，UC3875的输出全部都关断。输入限流电路如图9所示。图9限流、短路保护332过压保护除了输入电路限制外，还需加负载保护功能，即输出过电压保护电路。过压电路保护电路原理图如图10所示。图10过压保护过电压保护电路采用分压电路作为电压V0的检测电路，由R21、R22得到分压电压，经过滤波进入比较器LM339的同相输入端，与基准电压UREF比较，当出现过压现象，U1保护输出高电平，送至UC3875的5脚电流封锁端。同时D5导通，将U1保持为高电平，锁存故障状态，使输出一直维持高电平。34驱动电路的实现控制电路的输出控制功率开关管是通过驱动电路实现的。驱动电路一方面将控制电路输出的PWM脉冲放大到足以驱动功率开关；另一方面是将控制电路与主电路隔离。驱动电路的性能与功率开关管的开关特性密切相关。设计合理，可减小开关损耗，提高整机的效率及功率器件工作的可靠性。本文采用推挽式驱动电路，驱动电路图如图11所示。主电路工作在强电，控制电路工作在弱电，为了抑制主电路对开关电路的干扰，两者之间必须采取隔离措施。通常采取光电隔离和脉冲变压器隔离。光电隔离效果较好，抗干扰能力强，但其响应速度较慢，上升沿、下降沿较缓，不利于开关损耗的减小。采用超快速光耦可以改善开关特性，但价格较贵，增加了设计成本。本文采用脉冲变压器隔离，响应速度很快，满足了需要。电路中由控制脉冲电路产生的脉冲信号经晶体管进行功率放大后加到变压器，并由变压器隔离耦合经稳压管限幅后驱动IGBT4。图11驱动电路4设计实例41设计指标通信设备基础电源系统的方向是开关电源，开关电源具有体积小重量轻、节省钢材和铜材，高效节能，动态响应快、控制性能好，保护动作快，组合容易等优点。本章以第二章中介绍过的移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器为主电路拓扑，以第三章介绍的UC3875为控制芯片，初步设计一个48V/50A的通信用开关电源系统。并对各电路参数进行计算。1该电源的主要设计参数指标如下（1）电网允许的电压波动范围有效值波动范围220V20频率50HZ10（2）输出电压电流输出电压额定值48V，均充电压576V输出电流额定值50A（3）过压过流保护范围过压整定点60V；过流整定点60A（4）最大输出功率3000W（5）效率模块的效率不低于902该电源的基本方案选择（1）采用单相交流输入；（2）采用全桥变换器电路拓扑，输出功率大；（3）采用移相控制软开关ZVSPWM功率变换技术，开关损耗小，效率高；（4）主开关管采用IGBT器件，逆变开关频率取为50KHZ；（5）采用全波整流电路，便于变压器的绕制；（6）采用UC3875型集成控制芯片。42主电路结构电源的主电路结沟如图12所示，由输入滤波电路，整流电路，单相逆变桥、高频变压器、谐振电感和隔直电容，输出整流滤波电路组成。图12主电路结构C1、L1、C2、C3、C4、构成输入EMI滤波器，它能减少电源对电网的干扰，同时又能抑制电网对电源的干扰；C5、C6、C7、C8是电解电容，起滤波作用。C30是无极性电容，用于吸收直流母线上的高频电压尖峰。Q1Q4四个功率开关管构成单相逆变桥，为高频变压器提供脉宽可调的高频交流方波电压。高频变压器TR起隔离和降压的作用；谐振电感L2用来帮助实现功率开关管的零电压开关；隔直电容C13用来防止高频变压器直流磁化；输出整流滤波电路用来将变压器副边的高频交流方波电压整流和滤波，得到48V的直流电压。43参数选择431整流滤波1输入整流桥的耐压变换器输入电压为50HZ，即176264V，其峰值为284342V，20所以整流桥所承受的最大反向电压为5，16MAX234INUV取50的裕量得1715072、输入整流桥的额定电流因为电源的输入功率随效率变化，所以应取电源效率最差时的值。在此，按开关电源的效率最差时取值，取，输出功率为485024KW，最大输入电流MIN09有效值为180MINIAX2415976INPIAU考虑裕量，取整流桥的额定电流为20A。考虑到安全裕量，选用型号为D5SBA20的整流桥，其电压、电流定额为600V/20A。432输入滤波电容220V/50A的交流电经过全桥整流后得到脉动的直流电压VIN，通过计算，约为310V。输入滤波电容用来平滑这一直流电压，使其脉动2031INVV减小。因此CIN的选择是比较关键的。如果太小，直流电压的脉动会比较大；如果太大，其充电电流的脉冲宽度就会变窄，幅值就会增高，导致输入功率因数降低。因此19/INOUTINWP由于输入直流电压为200358V，为了保证直流电压最小值VINMIN符合要求，每个周期中CIN所提供的能量约为20MININ/30/9745OUTIJFF每半个周期输入滤波电容的能量为212/I/2ININWCVPK因此2222MINMIN7436590IINLELEPFV取滤波电容值4000,可以选用四个1000F/450V电解电容并联使用。F可计算出整流后的直流电压的最小值2322MINMIN741603INLEWVVC433高频变压器原副边变比考虑到移相控制方案存在副边占空比丢失的现象，所以选择副边的最大占空比为085，则可计算副边电压最低输出电压V2MIN为240MAX2IN57601578VDLFVV其中，VOMAX是最高输出电压，即均充电压，LF是输出滤波电感上直流压降，VD是输出滤波二极管的通态压降。故变压器原副边变比为251MIN2097取N3。434谐振电感值附加谐振电感的目的就是为了实现滞后臂开关管的ZVS，为了保证滞后臂的开关管ZVS，那么谐振电感的能量必须满足下式2622143DSINLICV即27228II其中L2是谐振电感，I是滞后桥臂开关管关断时原边电流的大小，CDS是开关管漏源电容，VIN是整流滤波后的直流电压。谐振电感L2的选择应考虑下述因素（1）为了在任意输入电压时均能实现滞后桥臂的零电压开关，VIN应取最大值；（2）考虑在1/3满载以上时实现零电压开关；（3）负载电流为50A时滤波电感LF的电流ILF临界连续。也就是说，ILF的脉动量。05210LFII在1/3负载时条件下，滞后桥臂关断时的原边电流为2805OMAXIIA29MAX3231027LFIN开关管IXDH30N120的漏源电容，40DSCPFCDSCOESCRES,COES250PF,CRES110PFVINMAX358V，由式（27）可得。209LH435开关频率根据控制电路振荡频率公式可得,取,则4STFRC17,40TTKCF。50SFKZ436输出滤波电路参数的选择1输出滤波电感的选择当输入电压最高，VINMAX358V，输出电压最低，VOMIN48V时，L3取最大值0MIN0MIN0320AXAX11421SSLVDINVVDLFIFIV5848355302H取滤波电感量为较大的数值。0H2电容的选择令输出电压的交流纹波为VOPP50MV。当输入电压最高，VINMAX358V，输出电压最低，V0MIN48V时，取最大值FC0MIN0MIN1422AX318LVDINSOPVCLF265348481501531253F考虑到电解电容有寄生电阻ESR，这里选用一个470UF的电解电容使用。本电源的最大输出电压为576V，可以选用电容耐压值为63V的电解电容。437输出整流二极管的选择本电源的开关频率设定为50KHZ，则输出整流管选用快恢复二极管。1整流二极管的额定电压变压器副边是全波整流电路，加在整流管上的反向电压为VDR2VIN/N32对于本电路而言，整流管上承受的最大反向电压为VDR2VINN235832386V33在整流开关时，有一定的电压振荡，因此需要考虑2倍的余量，可以选用500V的整流管。2整流二极管的额定电流在全波整流电路中，在一个开关周期内，整流管的开关情况是（1）当变压器副边有电压时，只有一个整流管导通；（2）当变压器副边电压为零时，两个整流管同时导通，可近似认为它们流过的电流相等，即均为负载电流的一半。这样可以按下式来近似计算整流管的电22OMAXOMAX1IDIV2250851085234374A取2倍的安全系数。根据上面的计算，可以选用DSEI8005A快恢复二极管。438主功率管选择考虑到功率器件的开关速度和驱动电路的简洁，本电源选用IGBT作为功率开关管来构成全桥电路。1额定电压本电路工作在零电压开关条件下，整流滤波后的直流电压最大值为358V，考虑152倍的安全系数可选用1200V的耐压值。2额定电流350150120379TIAN考虑到裕量，又考虑到开关管的通态损耗问题，可选用30A的开关管。综合上面对额定电压和额定电流的要求，功率开关管可以选用IXDH30N120。439串联耦合电容的选择耦合串联电容6应是无极性薄膜电容，耦合电容C和等效电感L，组成一个串联谐振，此谐振频率为3612RFLC式中，L1主要是副边L的折算值，即L1，由此可得串联电容的计算公式2NL372RFN一般地，选，为逆变开关频率，N为变压器变比。因此根据式3710SF可求得1322563103900SCFNL38F4310变压器的设计计算1计算总的视在功率390576120398TPW其中，12为两个二极管的管压降根据变压器的视在功率选用铁基超微晶合金环形铁心ON805020，这种磁心工作磁通密度选取18T，铁心有效截面积。21CM2原边匝数的确定根据拉法第定理，原边绕组的匝数为4043581062SONPWEVTNBA3副边匝数的确定411653PSNN副边匝数取整数。S4计算原边绕组裸线面积当绕组损耗占总损耗的比例比较大时，推荐电流密度取，计算出所24/AM需导线截面积较大时，则可选用多根截面积比计算值小的铜导线并联使用7。在此取电流密