qpsk调制与解调模块

毕业设计论文说明书题目QPSK调制与解调模块院（系）通信与信息工程系专业通信工程专业学生姓名学号1指导教师职称教授、助教题目类型理论研究实验研究工程设计工程技术研究软件开发2006年6月5日摘要四相相移键控信号简称“QPSK”,这种调制方式由于抗干扰能力强、频带利用率高等特点，得到广泛的应用，比如微波、卫星通信系统、宽带接入与移动通信等，现成为现代通信中的一种十分重要的调制解调方式。琐相环路是一个能够跟踪输入信号相位的闭环自动控制系统，它广泛应用于广播通信、频率合成、自动控制及时钟同步等技术领域。锁相环主要由相位比较器（PC）、压控振荡器（VCO）、低通滤波器LP三部分组成。PLL具有载波跟踪特性；调制跟踪特性；高精度的相位和频率测量；用高稳定的参考振荡器锁定，可作提供一系列频率高稳定的频率源等特点，现已出现了各种数字锁相环路，在数字信号传输方面起到了重要作用。本课题的设计任务是实现QPSK的调制与解调，频率范围为35MHZ70MHZ。在本设计中着重介绍了QPSK的调制、解调原理以及实现调制解调所需要的载波的具体实现方法根据锁相环路可提供高稳定的频率源，在设计中采用锁相频率合成得到稳定的调制解调所需的载波；采用数字集成正交调制解调芯片实现QPSK的调制与解调。在论文中详细阐述了相位调制的调制解调原理、琐相环频率合成的原理以及分别的实现的电路设计和调试方法。关键字四相相移键控；锁相环；频率合成；调制；解调ABSTRACTQUATERNARYPHASESHIFTKEYINGISSHORTFORQPSK,THISMODULATIONMETHODGETSANEXTENSIVEAPPLICATION,BECAUSEITSANTIINTERFERENCEABILITYISSUPERIORTOMANYOTHERS,ANDTHEWAVEBANDISTAKENGOODADVANTAGEOF,ANSOONITISUSEDINMANYDOMAINS,SUCHASMICROWAVEANDSATELLITECOMMUNICATIONSYSTEM,THECONNECTINTOTHEWIDEBAND,MOBILECOMMUNICATIONSYSTEMNOWADAYSQPSKHASBECOMEAMOREIMPORTANTWAYOFMODULATIONANDDEMODULATIONINMODEMCOMMUNICATIONSYSTEMTHEPHASELOCKINGLOOPPLLISAAUTOMATICCONTROLSYSTEMTHATCANFOLLOWCLOSINGTHEPHASEOFTHEINPUTSIGNALITAPPLIESTOTECHNOLOGICALFIELDS,SUCHASBROADCASTCOMMUNICATION,FREQUENCYFORMATING,AUTOMATICALLYINGCONTROLANDCLOCKSYNCHRONIZATION,ETCEXTENSIVELYTHEPHASELOCKINGCYCLEISMADEUPOFTHREEPARTPHASEDISTINCTIONPD,VOLTAGECONTROLLEDOSCILLATORVCO,LOWPASSFILTERLPTHEPLLHASTHECHARACTEROFTRACKINGCARRIERANDMODULATION,ANDITCANBEUSEDTOMEASURETHEPHASEANDFREQUENCYPRECISELY,ANDWHENAHIGHSTABLESTANDARDSCILLATORISSETTOBELOCKED,ITCANSUPPLYASERIESOFHIGHSTABLEFREQUENCYNOWMANYKINDOFDIGITALPLL,ITPLAYAIMPORTANTROLESINTHETRANSMISSIONOFDIGITALSIGNALTHISDESIGNASSIGNMENTISTOREALIZETHEMODULATIONANDDEMODULATIONOFQPSKINTHEFREQUENCYRANGEFROM35MHZTO70MHZINTHISTHESIS,ITEMPHASIZESONTHEMETHODACCESSTOTHEQPSKMODULATIONANDDEMODULATION,ANDHOWTOGETTHECARRIERTHATTHEMODULATIONANDDEMODULATIONNEEDEDIUSEAMONOLITHICICOFQUADRATUREMODULATORANDDEMODULATORTOREALIZETHEQPSKMODULATIONANDDEMODULATIONACCORDINGTOTHEPLLSCHARACTEROFSUPPLYINGHIGHSTABLEFREQUENCYSIGNALS,INTHISDESIGN,WEGETTHESTABLECARRIERBYTHEPHASELOCKEDFREQUENCYMULTIPLIERINTHEFOLLOWINGWORDS,YOUCANSEETHEDETAILSOFTHEPRINCIPLEOFMODULATION,DEMODULATIONANDTHETHEPHASELOCKEDFREQUENCYMULTIPLIER,ANDTHEMETHODSOFECTRONICCIRCUITDESIGNFORTHETHREEKEYWORDSQUATERNARYPHASESHIFTKEYINGQPSKPLLMODULATIONDEMODULATIONPHASELOCKEDFREQUENCYMULTIPLIER目录引言11设计方案2锁相环频率合成设计221锁相环的介绍2211主要部件的功能模型3212环路相位数字模型和基本方程9213锁相环路的工作工程10214锁相环的传递函数10215锁相环路的几个重要性能参数1222电路设计13221电路原理分析13221具体实现电路163调制解调模块设计1931调制、解调原理1932模块电路26调制电路26解调电路294序列信号发生电路305电源设计316软件设计3261序列信号发生3262控制327测试方法和改进358结论37谢辞38参考文献39引言当要将数字信号作远距离传输时都不无例外地用数字信号对载波信号进行调制（包括调幅、调相等）。由于传送的网络带宽资源有限，为了在有限的带宽上提高数据传输速率，我们往往将二进制的基带信号变成多进制数字信号（如四进制、八进制、十六进制）。因为二进制数字信号码元只有0和1两个元素而多进制的数字信号的码元的元素较多，所以多进制数字信号含有更多的信息，为此用在同样带宽的网络传送多进制数字信号比传送二进制数字信号获得较高的传输速率，也即使用多进制数字调制的频带利用率更高。另外因为多进制数字信号的码元的能量从而减少由于传送特性引起的码间干扰。QPSK就是多进制数字调制信号,这种数字调制方式目前广泛应用于数字微波通信系统、数字卫星通信系统、宽带接入与移动通信及有线电视的上行传输等。近年来，随着无线电通信技术的迅速发展，锁相环和频率合成技术在各个领域得到了广泛的应用。至今，普遍应用锁相技术的主要有调制解调、频率合成、电视机彩色副载波提取、FM立体声解码等等。随着数字技术的发展，相应出现了各种数字锁相环路，它们在数字信号传输的载波同步、位同步、相干解调等方面发挥了重要的作用锁相环路所以能得到如此广泛的应用，是由其独特的优良性能所决定的它具有载波跟踪特性，作为一个窄带跟踪滤波器，可提取淹没在噪声之中的信号；用高稳定的参考振荡器锁定，可作提供一系列频率高稳定的频率源；可进行高精度的相位与频率测量等等它进行调制跟踪特性，可制成高性能的调制器和解调器它具有低门限待性，可大大改善模拟信号和数字信号的解调质量。采用锁相频率合成，能得到高稳定高精确的频率信号，利用这种方法得到QPSK调制解调的载波信号，可以实现调制和解调的同步，同时也能保证调制解调的精度。本设计要求采用MAXIM的专用QPSK调制解调芯片实现QPSK信号的调制解调，实现数字信号的模拟传输。调制模块对输入的串行码元进行串并转换为IQ信号调制一组正交信号，正交信号由锁相环频率可控的压控振荡器产生。解调模块对接收到的信号与本地产生的IQ中频进行混频，恢复出IQ数字型号，并经过整形并串变换得到码元。QPSK调制频率35MHZ70MHZQPSK解调频率35MHZ70MHZ输入输出码型NRZ码时钟1设计方案本设计主要包括两个部分调制部分、解调部分。两者为实现同步，必须要有频率相同的载波信号。在本设计中调制和解调主要是由芯片实现其功能，因此，关键是载波信号的得到，既由琐相环控制的压控振荡器。本设计采用高精确跟踪的琐相环控制芯片外接VCO，可达到两部分的载波频率相等，这样就能满足相干解调的要求。下图为本设计的整体信号流图。采用MAX2452/2451实现调制解调功能。图11为其具体流图，从图中可以看出需要图11整机信号流图一做两部分的数字PLL控制的振荡源。因此只能实现频率同步。尽管琐相环具有高精度的琐定功能，但就两部分而言，总也会有些不尽人意。采用MAX2450实现调制解调功能。MAX2452/2451是该芯片的组成部分，都是积分调制/解调芯片，且具有相同的参数。MAX2450与它们的区别是调制和解调同在一个集成电路里，有相同的本振，只需做一个琐相环控制的频率源。这样对于解调而言，实现了相位同步和频率同步，使解调精度大大提高。图12为整体信号流图图12整机信号流图二2锁相环频率合成设计2、1琐相环的介绍锁相环路（PLL）是一个能够跟踪输入信号相位的闭环自动控制系统。它在无线电技术的各个领域得到了很广泛的应用。锁相环路所以能得到如此广发的应用，是由其独特的优良性能所决定的。它具有载波跟踪特性，作为一个窄带跟踪滤波器，可提供淹没的噪声之中的信号；用高稳定的参考振荡器锁定，可作提供一系列频率高稳定的频率源；可进行高进度的相位与频率测量等等。它具有调制跟踪特性，可支撑高性能的调制器和解调器。它具有低门限特性，可大大改善模拟信号和数字信号的解调质量。锁相就是自动相位控制APC。完成这一任务的负反馈环称为锁相环PLL。如图21所示，锁相环路包含三个基本的部分鉴相器PD、环路滤波器实际是低通滤波器和压控振荡器（VCO）。鉴相器将输入信号与压控振荡器输出信号间的相位差进行比较，输出一个随相位差而变的误差电压UD。UD经环路滤波器平滑之后加到压控振荡器上，使之朝着减小两信号相位差的方向，改变VCO输出的频率和相位。最后使两信号间的频差消失且相位差足够小而达到锁定同步的目的。图21环路模型环路滤波器的作用是滤除误差电压UDT中的高频成分和噪声以保证环路所要求的性能，增加系统的稳定性。压控振荡器受控制电压UDT的控制，使压控振荡器频率向输入信号的频率靠拢，也就是使差拍频率越来越低，直至消除频差而锁定。锁相环是一个相位误差控制系统。它比较输入信号和压控振荡器输出信号之间的相位差，从而产生误差控制电压来调整压控振荡器的频率。以达到与输入信号同频，在环路开始工作时，通常输入信号的频率与压控振荡器未加控制电压时的振荡频率是不同的。由于两信号之间存在固有的频率差，它们之间的相位差势必一直在变化，会不断地变到超过2；而鉴相器的特性是以相位差2为周期的，结果鉴相器输出的误差电压就在某一范围内摆动。在这种误差电压控制之下，压控振荡器的频率也就在相应的范围之内变化。若压控振荡路的频率能够变化到与输入信号频率相等，使有可能在这个频率上稳定下来当然只有在一定的条件下才可能这样。达到稳定之后，输入信号和压控振荡器输出信号之间的频差为零，相位差不再随时间变化，误差控制电压为一固定值，这时环路就进入所谓“锁定”状态。为了掌握环路的工作原理，理解环路工作过程中发生的物理现象，必须导出环路的相位数学模型和微积分方程。为此，首先必须了解组成锁相环路的各部件的功能模型，然后串联起来组成环路的相位数学模型，最后列出微积分方程。2、1、1主要部件的功能模型（1）鉴相器PD鉴相器的任务是对它的两个输入信号进行比较，环路锁定时，鉴相器输出正比于这两个输入信号相位差的直流电压VD。鉴相器的电路形式很多，有模拟的、数字的和取样的。为了说明一些概念，作原理分析时通常使用正弦特性的鉴相器，理由是正弦理论成熟，分析简单方便，当信噪比低时，各种实际的鉴相特性都趋于正弦特性。原则上，一个理想的模拟乘法器就是一个正弦鉴相器，如图22所示，VI为参考频率信号，V。为压控振荡器输出信号。图22模拟乘法鉴相器设SINTTIIIVCOOO将输入信号相位改写为1TTTTOIOIOI式中，1TTI其中，成为环路的固有频差。O为了统一书写，压控振荡器输出瞬时相位可写成2TTOO用以上新的相位定义后，两输入信号分别写为（2SIN1TTOIV1）（2C2TTOOO2）经乘法器后的输出电压为COSSIN21TTTTOMOIMDVKVIN22SI21211TTVIMOI上式中第一项为高频项，将被环路滤波器的低通特性所抑制，所以乘法器的实际输出为SIN2121TTTVKVOIMD即（2TED3）式中为两输入信号的相位差，为鉴相灵敏度，单位V/RAD。2L式即为正ED弦鉴相器的数学模型。注意，由于两输入信号分别为正弦和余弦表示的，当O时，VD表示两输入信号差为/2。（2）环路滤波器环路滤波器是一个线性低通滤波器，其作用是滤除鉴相器误差电压中的高频成份，起到平滑滤波的作用，以保证环路稳定、改善环路跟踪性能和噪声特性。它由R、C元件有时加上运算放大器构成，由于它是一个线性系统，可以用传递函数表示它的基本特性。其传递函数为（2SFVDC4）写成时域方程为（2TPFDC5）式中P表示微分符号D/DT，25式即为环路滤波器的微分方程。环路滤波器模型可表示为图23。常用的环路滤波器有RC积分滤波器，无源比例积分滤波器和有源比例积分滤波器三种，在这里只重点讲述后面将要用到的有源比例积分滤波器。TUDTUCSUDSUC（A）（B）图23环路滤波器模型RC积分滤波器是结构最简单的低通滤波器，电路构成如图24A，其传输算子为FP1/1P1,式中1RC是时间常数，这是这种滤波器唯一可调的参数。令PJW，并代入上式，可得到滤波器的频率特性FJW1/1JW1,作出对数频率特性，它具有低通特性，且相位滞后。无源比例积分滤波器的电路如图24B，它与RC积分滤波器相比，附加了预感与电容器串联的电阻R2，这样就增加了一个可调参数，它的传输算子为FP12P/11P,式中1（R1R2）C；2R2C。这是两个独立的可调参数，其频响为FPFSFJW1JW2/1JW1，作出的频率响应也是一个低通滤波器，与RC积分滤波器不同的是，当频率很高时FJWWR2/R1R2，等于电阻的分压比，这就是滤波器的比例作用。从相频特性上看，当频率很高时有相位超前校正的作用，这是相位超前因子1JW2引起的。这个相位超前作用对改善环路的稳定性是有用的。有源比例积分滤波器电路如图24C，它是由运算放大器组成，传输算子为FPA1P2/1P1，式中1（R1AR1R2）C；2R2C；A是运算放大器开环电压增益。若运算放大器的增益A很高，FPA1P2/1P1A1P2/1PAR1CA1P2/PAR1C1P2/PR1C图24A图24B图24C式中负号表示滤波器输出和输入电压之间相位相反。假如环路原工作在鉴相特性的正斜率处，那么加入有源比例积分器之后就自动地工作到鉴相器的负斜率处，其负号与有源滤波器的负号相抵消。因此，个负号对环路的工作没有影响，分析时可以不以考虑，故传输算子可以近似为FP1P2/P1，式中1R1C。式中传输算子的分母中只有一个P，是一个积分因子，故高增益的有源比例积分滤波器又称为理想积分滤波器。显然，A越大就越接近理想积分滤波器。此滤波器的频响为FJW1JW2/JW1，可见它也有低通特性和比例作用，相频特性也有超前校正。（2）压控振荡器VCO压控振荡器是振荡频率T受控制电压UC控制振荡器。我们要求频率与输入V的控制电压UC之间是线性关系。如图25所示，同中的线性段可用下列方程表示装订线图25压控振荡器特性在锁相环路中，压控振荡器起着把滤波器输出电压转换为相位的作用，它的瞬时角频率，与控制电压之间的关系称为压控振荡器的控制特性，实际应用中的压VVC控整荡器的控制特性只有有限的线性控制范围，超出这个控制范围之后控制灵敏度将会下降。在线性关系内，其特性方程为（2TTVKCOO6）式中，为未加控制电压时的固有表示单位控制电压下压控振荡器角频率变化的OO大小，称为压控灵敏度，单位RAD/SV。下图中的实线为一条实际压控整荡器的控制特性，虚线为符合上式的线性控制特性。由图26中可以看出，在以WO为中心的一个区域内，两者是吻合的。在锁相环路中，VCO输出对鉴相器起作用的不是瞬时频率而是瞬时相位，此瞬时相位由26式积分得到（27）TTCVVDUKTD000将式（26）与式27比较，得到以（T）为参考的输出相位瞬时值为（28）TCVVT0由此可见，VCO在锁相环中起了一次积分的作用，故又称它力环路中的固有积分环节，因而在锁相环中，VCO是电压相位变换器。为了方便，用微分算符P将28式可改写为（2PTUKTCVV/9）图26压控振荡器模型装订线图26是VCO的模型式中KKDKV称为环路开环增益常数，若有时增益KDKV不够高，环路内还引入增益为KA的直流放大器，则这时的KKDKVKA。压控振荡器的控制电路主要是采用下列控制方法1直接改变决定振荡频率的电容、电感或电阻等元件的数值；2改变振荡器晶体管本身的参数；3控制振荡器定时元件的充放电压或电流。至于控制元件，目前常用的是变容二报管，它比早期使用的电抗管具有简单、可靠和价廉的优点。变容二极管是利用PN结的特性作为一种非线性电容元件，其结电容可随外加反向电压变化。我们知道，晶体二极管的PN结具有结电容，它包括垫垒电容和扩散电容两部分。一般情况下，结电容会使电路性能变坏，二极管工作频率的提高正是受到它的限制，而变容管则是把结电容的垫垒电容作为它的电容来加以利用的。当PN结处于反向偏置时，扩散电容等于零。结电容CJ就等于垫垒电容。结电容之所以能随外加反向电压变化，是因为当反向电压增大时，PN结内的电场增强，维持该电场的空间电荷数目增多，阻挡层变厚，结果使结电容量减小。因此，变容二极管可在振荡回路中作为一个受外加电压控制的微调电容来使用，当外加电压改变时振荡频率既随着发生变化。一般变容管的变容特性（即CJU曲线）可以表示成（210）式中，U是加在变容管上的反向电压。U是变容管PN结的扩散电位亦称接触电位差或位垒电势，锗管约为0203V，硅管约为05075V，砷化嫁则为1112V。N是反映结电容变化规律的变容指数，它与PN结的结构和杂质分布情况有关，通常在132之间，对于缓变结N13；对于突变结，N12而对于超突变结，N12。C0是反向电压U0时的结电容装订线NJUU10SJCRCF21图27变容二极管等效电路变容管的等效电路如图27所示，其中CJ为结电容；RS为串联电阻，一般约为几欧姆。RP为并联电阻，即PN结的反向电阻，欧姆值很大，可以忽略。LS是引线电感，CP为管壳分布电容，它们的数值都很小。除了在超高频频段外，等效电路常可简化为27B的形式。表征变容二极管性能的参数，除结电容CJ外，还有优值Q，电容变化范围，反向电压峰值及电容温度系数时等。优值Q即品质因数，A来表征变容管的损耗特性，它可以表示为（211）式中，F是变容管的工作频率。Q值一般在几十到几百之间，最好的可达1000以上。由于CJ随反向电压数值变化，在给出Q值时通常注明工作电压及电容情况，Q值与频率成反比，F增高Q值即下降，当Q值下降到1时，相应的频率就叫截止频率。并以FC表示。显然212压控振荡器的技术指标压控振荡器是锁相环路中一个非常重要的部件，环路的输出直接由VCO提供，它的性能指标对锁相环有很大影响因此，在锁相环中通常对VCO提出如下要求1尽可能低的相位噪声，这是VCO最重耍的质量指标。2调频范围是VCO受控制电压UC（T）调整的最大频率偏移量，它直接决定PLL的捕获范围。3频率稳定度在频率合成中，频率稳定度是极端重要的，要求长期漂移不超过PLL的同步带。4控制灵敏度K0从同步带的角度希望K。越大越好，从边带抑制的角度希望K0越小越好因此在满足同步范围的前提下尽可能选取较小的K0。5控制特性希望输出频率T随控制电压的变化尽可能是线性的否则，系0TUC统参数与就随K0变化而变化与过大或过小都会使环路性能变坏。00212环路相位数学模型和基本方程将上述三个部件的功能模型作出并按环路的组成次序联接起来，就可以构成相位装订线SJSJRFC21反馈系统的相位数学模型，如图28所示。图28锁相环路的相位数学模型根据图28，结合基本部件的数学关系式23、25、29可得环路的瞬时相差（2SIN121TPFTTTTEDOEK13）上式即为锁相环路以相位形式表示的环路微分方程，若将方程两边求导，得角频率表示的环路微分方程（2SIN1TPFTPTEDOE14）其中是输入信号频率与压控振荡器输出信号频率之间的频差，EVIETP称为瞬时频差。为输入信号的频率与压控振荡器固有频率之差，OIT1称为固有频差。，为压控振VVIOEDOTVTPTPFKKSN2荡器受控制电压作用后，瞬时频率与固有频率之差，成为控制频差，因此（214）式即为（2VOE15）（215）式描述了环路的动态频率平衡关系，即在任何时刻，环路瞬时频差总等于固有频差减去控制频差，当环路锁定时，O，环路的控制频差等于固有频差。E213锁相环路的工作过程在图22所示的的基本锁相环中，假设压控振荡器在无输入控制信号时的固有振荡频率为，鉴相器输入信号频率与压控振荡器输出频率不相等，此时鉴相器OIO输出的是这两个信号的差拍信号。由23式可见鉴相器输出差拍信号电压为（2SINTTOIOIDKV15）（215）式表示一个上下对称的正弦差拍波。若鉴相器两个输入信号频差很大时，鉴相输出的差拍频率很高，则差拍频率经过环路低通滤波器滤除了，只有很小的分量漏加到压控振荡器的输入端。由于控制电压太小，压控振荡器输出仍是它的固有频率，整个系统没有什么变化。O若输入信号的频率很接近，鉴相器输出差拍频率是很低的，它经过低通滤I波器就不会被滤掉，有一直流分量被加到压控振荡器的输入端作为控制电压，从而使压控振荡器的中心频率发生偏移，偏移的方向正好是朝着输入信号频率方向移动。由于这种移动，使得鉴相器输出的差拍信号频率变得越来越低，相应的直流分量亦越来越大，这个逐渐变大的直流分量经过滤波器后去控制压控振荡器，以更快的速度使压控振荡器频率趋向于，上述过程以极快的速度反复循环进行，直至压控振荡器的振I荡频率由原来的变成。环路就在这个频率上稳定下来，这时鉴相器输出也OIV由差拍波变成直流电压，环路进入“锁定”同步状态。这种锁定状态是环路通过频率的逐步牵引而进入的，我们把这个过程称为捕捉过程。如果由于固有频差太大，环路通过频率牵引始终不能进入锁定状态，那么环路就处于“失锁”状态。对于已经处于锁定状态的环路，如果输入信号由于某种原因在一定的范围内变化，则鉴相器的输出也随之改变，使得压控振荡器的频率和相位也以同样的规律变化，环路仍能“锁定”，这种工作状态称为跟踪状态。以上就是对锁相环路工作过程的定性分析。2、1、4锁相环的传递函数锁相环路的相位传递函数定义为输出信号相位的拉氏变换与输入信号相位的拉氏变换之比。线性化环路时域形式的相位方程在210式中己表示为SIN121TPFTTTTEDOEK将它进行拉氏变换，变成复频域形式为（21SPSEDOE16）则环路的开环传递函数为（2SFSSGKDOO121217）环路的闭环传递函数为（212SFSGSHKDO18）环路的误差传递函数为（21SFSSDOE19）从以上217式至219式可见，各传递函数的性质取决于环路滤波器的形式。二阶环路中常用的滤波器有RC积分滤波器、无源比例积分滤波器、有源比例积分滤波器等，其传递函数的理论推导及公式可见于各种环路滤波器理论的文献中。对于无源比例积分滤波器来说，（22121SCSFR20）代入（217）至（219）式得（2KSDODOSH12221）（2DODOSSE212122）令，则以上两式变为KDO1N21K（222NNSSH23）（222NSKSE24）称为自然角频率，为阻尼系数，这样就引用了自动控制系统中常用的参数，N符号意义明确。由此可见，锁相环路与LC选频放大器具有类似的传递函数与性能，但性能指标却大大优于选频放大器。对于含有L/N程序分频器的锁相环频率合成器，只要将上述式中K改为/N就行了。KDO2、1、5锁相环路的几个重要性能参数（1）超调量定义为MP（2102TPP25）因为二阶环的瞬态输出响应是一个阻尼振荡过程，式中TP为第一个峰值出现的时间。MP太大，相对稳定性差，但也不能为0，因为还要受捕捉时间等其它指标制约。可以证明，超调量与阻尼系数有如下关系（212EP26）（1）调节时间定义为从开始到输出响应恢复到离稳态值误差为时所需时间。TS同样可以证明，若2，则（2NST427）（2）同步带、捕捉带、快捕带HPL同步带定义为环路有能力维持锁定的最大固有频差，它表示环路从锁定到失锁频率的最大变化范围。捕捉带定义为环路经过频率牵引最终有能力自行锁定的P最大固有频差，它表示环路从失锁到锁定频率的最大变化范围。快捕带定义为环L路锁定过程中不出现跳周，在2范围内进入锁定的最大固有频差。对于我们要采用的鉴频鉴相器，它们都是相等的，捕捉时间TP环路由起始状态到达锁定状态所需的时间称为捕捉时间，它与整个环路和各个部件及起始状态均有关系。捕捉过程是一个非常复杂的非线性过程，对于正弦鉴相的二阶环路，近似计算公式为（232NOPT28）而对于鉴频鉴相器组成的环路，捕捉时间等于快捕时间，近似为（2NST429）（3）等效噪声带宽BL在锁相环路中存在各种各样的内部热运动和外部干扰噪声，环路等效噪声就是一个很重要的参数，从滤除输入相加噪声的角度来看，BL愈小其滤除噪声的能力愈强。对于我们将要采用的无源比例积分滤波器，有（21822KNNL30）从上式中可知，为了抑制输入噪声05为佳，但又考虑到捕捉过程不宜太长，可选择0510。2电路设计电路原理分析在本设计中，主要采用琐相环得到高稳定的频率源。该部分是设计的重点也是难点之一，按要求需要35MHZ70MHZ的载波信号，但有与MAX2451和MAX2452内部需要对载波进行二分频电路产生正交载波信号，所以实际需要的外部振荡频率是70MHZ140MHZ的载波信号，由于琐相环电路具有高跟踪性能和高精确度，通过琐相环控制VCO可产生稳定精确的所需频率信号。下图210为本设计中锁相环控制的基本原理图图9锁相环控制原理由上图可以看出在本设计中，PLL实现的主要功能是将标准频率和经过N分频的频率信号进行鉴相比较，从而控制VCO的输出频率，直到FOSCFRN为止。这也就是频率合成。所谓频率合成，简单的来说，就是将一个或多个基准频率变换为另一个或多个所需频率的技术称为“频率合成技术”。由定义知一般基准频率是非常精确的，而合成频率在一定范围内可选择，即合成频率和参考频率满足下式232XRFNM装订线式中N和M为整数。由上式可见，只要一定，无论什么频率信号均能合成。事实并RF非如此，因为完成乘、除的实际装置不能满足一切情况，而且应高度重视合成信号的质量。现在可以给频率合成下一个更精确的定义将一个或多个基准频率变换为另一个或多个合乎质量要求的所需频率信号的技术。综上，频率合成的任务有两条一条是产生所需的频率另一条是获取纯净的信号，也就达到频率合成的目的。为此，我们采用数字集成琐相环，其特点是锁相环是一个相位反馈控制系统，最大特点是可以不用电感线圈，实现对输入信号频率和相位的自动跟踪。此外，数字集成化电路对扩大锁相环的功能和提高锁相环的性能有很大的帮助，在锁相集成电路尤其是在数字式集成频率合成器中已被大量采用。根据本设计的数据要求等综合考虑，我们采用BU2618频率合成芯片。BU2618PLI频率合成器可工作在FM波段，可工作在130MHZ频段，具有较低的功耗与辐射噪声，内置一个高灵敏度的RF放大器，并支持IF中频计数功能，主要技术指标为1内16高速预分频器能预分频130MHZ的VCO振荡信号2低耗散电流工作电流4MA,PLIOFF1OO微安；3三个输出端口漏极开路4具有低辐射噪声的72MHZ参考振荡器5IF中频测量与失锁检测6串行数据输入CE，CK，DA而且还能为FM或AM方式提供7种参考频率25KHZ,125KHZ,625KHZ,3125KHZ,5KHZ,3KHZ和1KHZ。其内部具体原理图如下图210BU2618内部结构图由图210可以看到本芯片主要是实现标准频率和输入频率的鉴相，由CE、CK、DA控制芯片的分频比N、标准频率的选择和工作状态。当输入频率信号（FMIN、AMIN、IFIN）经过N分频后，和标准频率（有本振经过预分频REFERENGEDIVIDER输出）进行鉴相的鉴相输出PD。本芯片的关键是要得到正确的串行控制字CK，CE，DA。利用锁相环路法构成数字式频率合成器，应用BU2618内部的数字逻辑电路把压控振荡器VCO频率一次或多次降频至鉴相器频率上，再与参考频率在鉴相电路中进行比较，所产生的误差信号用来控制VCO的频率，使之锁定在芯片内参考频率的稳定度上。其频率合成控制框图如下图211频率合成控制框图通过单片机89S52的P1口对BU2618的CE，CK，DA信号口进行控制，采用串行写入以确定BU2618的工作方式和分频比。其具体的写入方式和要求见后面的软件设计部分。另外在BU2614/BU2618，含有一个鉴相器。鉴相器PD又称为相位比较器，它对输入信号VIT与压控振荡器VCO输出信号VOT的相位进行比较,产生误差电压VDT；环路滤波器LF的作用是滤除误差电压VDT的高频成分和噪声，并且能改善锁相环的噪声性能；压控振荡器的振荡频率将受环路滤波器输出电压控制，使其输出信号FO与环路的输入信号FI的频率和相位差减小直至锁定。在锁相环路正常工作时，输出信号的频率FO与输入信号的频率FI相等，并且相位差为常数，该相位差维持着两信号的同步，使输出信号频率稳定。若BU2618的标准频率FR设定为25KHZ，根据MAX2452芯片对频率的要求，本振输出频率FO为70M140MHZ，可采用分频方式，环路的可编程分频器的分频比N为NFOFR28005600；BU2618分频比变化范围为（233）（234）通过计算，我们可以得到2618的分频控制所需要的N值。具体的控制写入值见软件部分介绍。根据上面的控制框图211，可将琐相环部分分为三个部分实现。一是BU2618的控制电路，这一部分主要是单片机的基本电路，包括晶振、复位电路以及按键和显示部分，同时输出BU2618的三路控制信号；二是琐相环电路，包括鉴相和环路滤波电路，鉴相电路为BU2618，滤波回路由达林顿态和RC回路构成，达林顿态主要起放大信号的作用；三是VCO回路，由后面的分析知道，由于MAX系列调制解调芯片内含差分振荡激励源，只需外接一个压控振荡回路。就可构成完整的VCO。需要注意的是，输入BU2618的频率信号FOSC为VCO产生的频率，本部分设计的主要目的是产生稳定的频率信号，而MAX系列芯片除了具有调制、解调功能外，还有八分频输出，因此，将八分频信号作为FOSC接入BU2618。实现电路（1）单片机控制电路由上一节的控制框图可以看出，BU2618的控制电路主要是由单片机得到可任意设置的分频控制字。因此，该电路主要由基本的单片机电路、按键控制、频率显示构成。具体电路如下图212BU2618控制电路这部分电路设计简单，关键是要实现A、通过按键控制琐相环所要产生的频率值；B、随按键改变显示该频率值；C、输出32位控制字。特别强调第三点，因为这直接影响到琐相环能否正常工作。上述三个目的的实现主要是由软件实现，其具体要求见后面的软设计部分。（2）PDLF部分根据前面对芯片BU2618的介绍以及琐相环的原理介绍，其具体的芯片应用电路如下图所示，该图为鉴相环和环路滤波器的电路图213BU2618的应用电路其具体工作原理如下BU2618有一个外接的晶体振荡器72MHZ，通过控制字设置，得到不同的标准频率。DA脚接收单片机的串行数据，该数据为FMIN脚反馈频率FMOSC提供分频系数N，内部标准频率由串行数据位中的R0,R1,R2的取值确定。该设计选择R0,R1,R2均为“0“，标准频率为25KHZ。输入频率信号FMOSC通过N分频后送到鉴相器，与标准频率25KHZ进行相位比较，输出误差电压信号PD，经过环路滤波器滤波，形成VCO的直流控制电压VD。当频率信号比标准频率高时，琐相环输出的控制电平PD变高，Q1、Q2导通，通过电容C12的作用使VD变低。VD使选频回路和本振回路的变容二极管电容量变大，从而控制选频回路和本振回路的谐振频率变低，直到锁定，得到稳定的频率信号。反之亦然。其输入频率信号FMOSC由调制芯片的八分频信号输入,这是因为在外围的VCO电路中,测不到其振荡频率。经调试确定八分频信号作为BU2618的频率信号。（3）VCO部分通过前面部分对压控振荡器和琐相环工作原理的介绍，可以清楚的知道，压控振荡器为频率合成提供了所需要的频率，在本设计中，该频率提供给调制解调芯片做调制解调载波。在MAX2452/2451内部，存在一个差分电路做为本振电路，其具体等效电路见下节调制电路模块中对MAX系列芯片的介绍。下图是MAX调制解调芯片的典型电路，即一个外接的LC回路，电容为变容二极管，通过环路滤波器的得到的直流鉴相信号VCTRL改变其变容二极管的电容值，从而改变其振荡频率。该振荡频率在送入BU2618的FMIN，经分频后与标准频率进行比较，得到新的直流控制电压。图214MAX2452/2451外接振荡电路该电路的振荡频率可通过下面公式计算（235）其中，（236）其中为寄生电容，为寄生电感。要改变振荡频率范围，就要改变电感、电容值，必须保证振荡电路的Q值不能低于35。所谓Q值，即回路的品质因数，是当回路谐振时的感抗值（或容抗值）与回路的损耗电阻R之比。Q值实际上反映了LC谐振回路在谐振状态下储存能量和损耗能量的比值。根据该公式可以计算出振荡回路的Q值，根据MAX2452/2451内部振荡激励。之所以要注意Q值，这是因为Q值越大，回路的损耗越小，谐振曲线越陡峭，通频带越窄，频率的选择性能就越好。由于MAX2452/2451有八分频输出，也可以将该频率信号接入BU2618，这样的话，需要的分频值会是压控振荡信号直接输入时的1/8倍。其具体的整体电路见QPSK调制、解调部分的电路。另外，在电路设计中，采用两种方式获得控制电压，一是通过锁相环频率合成得到的，即前面介绍的。另一种是直接接入12V电压和可调电阻，改变实际接入VCO的电压值。在电路设计中，通过一个开关选择两种方式一种。具体电路参考附录中的整体电路。3调制与解调模块数字通信已成为信息传输的重要手段，其具有抗干扰能力强、传输差错可控、便于处理、易于加密处理等优势。如果要远距离传输时，为了使数字信号在有限带宽的高频信道中传输，必须对数字信号进行载波调制。数字调制技术通常利用数字信号的离散取值特点去键控载波，即键控法，比如对载波的振幅、频率和相位进行键控便可以获得所谓的振幅键控（ASK）、移频键控（FSK）、移相键控（PSK）调制方式。相位键控是用数字基带信号控制载波的相位，使载波的相位发生跳变，而载波的振幅和频率维持不变的一种调制方式当然这种说法不够严格，因为相位跳变也可以看成是频率的跳变，不过这里强调的是相位随基带信号的跳变。数字相位调制由于频带利用率高，抗噪声性能好，因此在实际中得到广泛应用。3调制原理对于数字相位调制，都有一个共同的特点，就是用不同的相位信号来表示不同的数字符号，下面我们介绍二进制数字相位调制。二进制移相键控方式是受键控的载波相位按基带脉冲而改变的一种数字调制方式，对相位键控分成绝对移相和相对移相两种，绝对移相记为BPSK，它是利用载波不同相位直接来表示数字基带信号。其信号形式一般表示为（237）这里的G（T）是脉宽为TS的单个矩形脉冲。对于绝对调相，可以做下面的定义根据这个推导。可以得到以下BPSK的波形TTSNTTATECCSNPOO图31BPSK调制信号图中A为数字基带信号，B为载波，C为BPSK波形，D为双极性数字基带信号。关于BPSK波形的特点，必须强调的是BPSK波形相位是相对于载波相位而言的。相对移相记为2DPSK，它是利用前后码之间载波相位的变化表示数字基带信号的。所谓相位变化又有两种定义方法，这就是向量差和相位差。向量差是指前“码元的终相与本码元初相比较，是否发生相位变化。而相位差是指前后两码元的初相位是否发生了变化，下图画出了两种定义的DPSK的波形。图中假设码元宽度TB为载波周期TC的15倍，无论是向量差或相位差都假设“1”码相位发生变化，“0”码相位不变（1表示相位差为180度，0表示相位差为0度）。在画DPSK波形时，第一个码元波形的相位可任意假设，为便于比较，我们把载波和BPSK波形也画在一起，见下图图32DPSK的调制波形从图32可以看出，对同一个基带信号，按向量差和相位差回出的DPSK波形是不同的但是如果TB是载波周期TC整数倍时，按照上述规定作图，结果发现，向量差和相位差对应的DPSK波形完全相同（见下图33）。最后再说明一点，在图中，第一个码元的波形是任意假设的，若假设的码元波形与图中反相，根据定义也可画出DPSK波形，此波形虽然与图示波形不同，但是它们代表的基带信号却是相同的。从两图中可以看出，2DPSK也可以是另一符号序列（见图中下部的序列，称相对码）经绝对移相而形成的。这说明，一方面，只有已知移相键控方式是绝对的还是相对的，才能正确判定原信息；另一方面，相对移相信号可以看作是把数字信息序列（绝对码）变换成相对码，然后在根据相对码进行绝对移相而形成的。图33DPSK的调治波形（载波周期与序列周期为整数倍）若假设绝对调相按“L，Y码同相，。O”码相的规律调制；而相对调相按“1”码相位变化移相N，“O”码相位不变规律调制。按此规定，绝对码记为OK，相对码记为6A，绝对码相对码变换电路如图34所示，绝对码相对码之间的关系为图34绝对码的产生电路由以上分析可以看出，绝对移相波形规律比较简单，而相对移相波形规律比较复杂，那么为什么还要提出相对移相的概念呢这是由于绝对移相是用已调载波的不同相位宋代表基带信号的，在解调时，必须要先恢复载波，然后把载波与2PSK信号进行比较，才能恢复基带信号。由于接收端恢复载波常常要采用二分频电路，它存在相位模糊即用二分频电路恢复的载波有时与发送载波同相，有时反相，而且还会出现随机跳变，这样就绪绝对移相信号的解调带来困难。而相对移相，基带信号是由相邻两码元相位的变化来表示，它与载波相位无直接关系，即使采用同步解调，也不存在相位模糊问题，因此在实际设备中，相对移相得到了广泛运用。绝对路相信号产生的方法有调相法和相位选择法两大类。二进制PSK信号的产生原理见图35图中，（A）为直接调相法。它就是大家熟悉的平衡调制器产生调制信号的方法。但应注意，这时作为控制开关用的基带信号应该是双极性脉冲信号B为相位选择法方框图，在这种方法里预先把所需要的相位准备好，然后根据基带信号的规律性选择相应的输出。显然，如果把输入码序列先转换成相对码序列，然后实施上述的绝对移相技术，则我们便获得相对移相信号。图35BPSK的调制电路对于2PSK信号的解调，容易想到的一种方法是相干解调，机同步检测法解调。其相应的方框图36如下（A），又考虑到相干解调信号在这里实际上起鉴相的作用，故相干解调中的“相乘低通”又可以用各种鉴相器代替，如（B）图所示。（A）（B）图36BPSK信号的解调框图上面的解调结果经过码元变换，就可以实现相对移相解调。另外，DPSK还可以通过相位比较法解调，这是直接比较前后码元的相位差构成的。其原理框图如图37，由于此时的解调已同时完成码变换作用，故无需另加码元变换器。图372DPSK的相位比较解调如果对上述PSK概念进一步延伸，可推测调制的相位数目不仅限于两个，载波应该能够承载任意数目的相位信息，而且如果对接收信号乘以同频正弦波就可解调出相移信息，而它是与频率无关的直流电平信号。正交相移调制（QPSK）正是基于该原理。利用QPSK，载波可以承载四种不同的相移，分别代表四个不同的二进制代码数据。初看这似乎毫无意义，但现在这种调制方式却使同一载波能传送4比特的信息而非原来的2比特，从而使载波的频带利用率提高了一倍。QPSK（四相绝对移相键控QUATERNARYPHASESHIFTKEYING）是利用载波的四种不同相位来表征数字信息的调制方式。调制器输入的数据是二进制数字序列，为了能和四进制的载波相位配合起来，则需要把二进制数据变换为四进制数据，这就是说需要把二进制数字序列中每两个比特分成一组，共有四种组合，即00，01，10，11，其中每一组称为双比特码元。每一个双比特码元是由两位二进制信息比特组成，它们分别代表四进制四个符号中的一个符号。QPSK中每次调制可传输2个信息比特，这些信息比特是通过载波的四种相位来传递的。下表为这四组双比特码元在两种相位方式下的对应关系表一双比特码元与载波相位的关系双比特码元载波相位ABA方式B方式0004501110190180270135225315QPSK调制的原理是把相继两个码元的四种组合（00011011）对应于正弦波的四个相位SITCOSCTQII1,2,3,4T/2TT/2，（当QI0,/2,/4,3/4时）,QI为受调相位，SITAICOSCTBISINCT，（相应的QI是/4,3/4时）2AI,2BI0，0,0,1,1,1,1,0用（AI,BI）在二维平面上表示为图38所示，分别对应上表的A方式和B方式。AB图38相位图数字调制用用“星座图”来描述，星座图中定义了一种调制技术的两个基本参数，信号分布与调制数字比特之间的映射关系。星座图中规定了星座点与传输比特间的对应关系，这种关系称为“映射”，一种调制技术的特性可由信号分布和映射完全定义，即可由星座图来完全定义。图39星座图QPSK正交调制器原理它可以看成由两个BSPK调制器构成，输入的串行二进制信息序列经串/并变换，产生两路速率减半的两路双极性信号，由本振产生的载波信号进行90度相移后产生产生一路正交载波