【电气工程及其自动化】48v25a直流高频开关电源设计

本科生毕业论文（设计）48V/25A直流高频开关电源设计二级学院信息科学与技术学院专业电气工程及其自动化完成日期2015年5月25日A基础理论B应用研究C调查报告D其他目录1绪论211概述212直流开关电源的发展现状和方向2121开关电源的发展和趋势2122软开关技术新进展313本文的主要内容32移相控制全桥变换器的工作过程421移相全桥零电压PWM软开关电路的工作原理43高频开关电源主电路的设计631高频开关电源的技术指标632高频开关电源主电路的设计6321输入整流电路的设计6322直流变换器的设计6323输出整流电路的设计733主电路元件参数的选择8331输入电路参数的选择8332高频变压器的设计10333输出滤波电感的设计11334输出滤波电容的选择11335输出二极管的选择12336吸收电路器件的选择12337功率开关管的选择134高频开关电源控制电路的设计1341移相控制芯片UC3875的概述13411UC3875的电气特性13412UC3875外围电路的设计14413驱动电路1742保护电路的设计18421电压与电流的保护18422过热保护电路1843辅助电源的设计195总结20参考文献2148V/25A直流高频开关电源设计摘要本文介绍了直流开关电源的研究现状和发展方向，分析了移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器的工作原理。对主电路的参数进行了设计，以UC3875芯片为控制核心对开关电源的控制电路进行了设计。并对控制系统的过电流保护、过压保护、过热保护电路等保护电路也进行了设计。最后设计了一个通信用48V/25A的开关电源。关键词开关电源；移相控制；UC3875ASWITCHINGPOWERSUPPLYOF48V/25AABSTRACTTHISPAPERINTRODUCESTHERESEARCHSTATUSANDDEVELOPMENTDIRECTIONOFTHEDCSWITCHINGPOWERSUPPLY,ANALYZESTHEPHASESHIFTINGCONTROLZVSPWMDCDCWORKINGPRINCIPLEOFTHEFULLBRIDGECONVERTERTHEPARAMETERSOFTHEMAINCIRCUITOFTHEDESIGN,ANDWITHTHEUC3875CHIPASTHECOREOFCONTROLCIRCUITOFSWITCHINGPOWERSUPPLYDESIGNANDTHESAFEGUARDCIRCUITTHATMAINLYCONSISTSOFOVERCURRENT,OVERHEAT,OVERVOLTAGEANDCIRCUITARESTUDIEDANDDESIGNEDINTHEPAPERFINALLYDESIGNEDA48V/25ACOMMUNICATIONSWITCHINGPOWERSUPPLYKEYWORDSSWITCHPOWERSUPPLYPHASESHIFTEDCONTROLUC38751绪论11概述线性电源是先将交流电通过变压器降低电压的幅值，再经过整流电路整流后，得到脉冲直流电，然后经滤波得到带有微小波纹电压的直流电压。而要达到高精度的直流电压，就必须经过稳压电路进行稳压。线性电源的优点有性能稳定，没有高频纹波等干扰。线性电源的缺点发热、能源利用率较低，没有超大功率的电源可供选择。开关电源利用了现代电力电子技术,控制开关管的开通和关断时间比率，维持稳定的输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。主要特点有1、体积小、重量轻由于没有工频变压器，所以体积和重量只有线性电源的2030。2、功耗小、效率高功率晶体管工作在开关状态，所以晶体管上的功耗小，转化效率高。而随着电力电子技术的发展，人们对电源的要求也越来越高，开关电源也被广泛应用于各个领域。12直流开关电源的发展现状和方向121开关电源的发展和趋势高频化、小型化、模块化、智能化和数字化是直流开关电源的发展方向。高频化是小型化和模块化的基础，目前开关频率为数百KHZ至数MHZ的开关电源已有使用。功率重量比或功率体积比是表征电源小型化的重要指标，80W/IN的开关电源早已上市，目前已向120W/IN发展。模块化与小型化分不开，同时模块化可显著提高电源的可靠性和使用灵活性，简化生产和使用。模块电源的并联、串联和级联既便于用户使用，也便于生产。智能化是便于使用和维修的基础，无人值守的电源机房、航空和航天电器电源系统等都要求高度智能化，以实现正常、故障应急和危急情况下对电源的自动管理。数字化是电源发展的必然，我们只要回想一下这二十多年来个人计算机、服务器、网络和数字通信技术给我们的工作生活带来的重大变化，就会认同这一点。给数字系统供电，将来最好的恐怕是数字控制的电影，它给控制系统带来更多的选择及技术控制方法的改进。进入数字系统，不仅整个元器件数在大幅减少，而且整个体积也在大幅度减小1。122软开关技术新进展软开关技术的发展是受到其应用领域对于电源装置不断提高的技术要求而推动的，特别是以计算机产业、通信产业为代表的IT产业，对于效率和体积的要求达到了近乎苛刻的地步。顺应这一需求，软开关技术出现了以下几个重要的发展趋势。1新的软开关电路拓扑仍在不断增加，软开关技术的应用也越来越普遍。2在开关频率接近甚至超过1MHZ、对效率要求又很高的场合，曾经被遗忘的谐振电路又重新得到应用，而且表现出很好的性能。3采用几个简单、高效的开关电路，通过级联、并联和串联构成组合电路，替代原来的单一电路成为一种趋势。在不少应用场合，组合电路的性能比单一电路显著提高2。13本文的主要内容本论文主要内容如下1主电路的设计。主电路采用了全桥直流变换电路，并利用谐振电感和电容实现功率器件的零电压开通，减小功率器件的开关损耗。2以UC3875移相全桥控制芯片为核心，实现了移相全桥控制电路。3在保护电路中，设计了电源的输出电压、输出电流、过温等保护功能，提高了电源工作的可靠性。4开关电源按照如下框图进行变换过程。图1开关电源的框图2移相控制全桥变换器的工作过程21移相全桥零电压PWM软开关电路的工作原理在分析之前，作如下假设4CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLUOCDLRABVIN图2主电路图图3主要波形1所有开关管、二极管均为理想器件；2所有电感、电容和变压器均为理想元件；3阻断电容CB足够大；4CLC3CLEAD，C2C4CLAG；5KLFLR，K是变压器原副边匝数比。各开关模态的工作情况描述如下1开关模态0T0时刻在T0时刻，Q1和Q4通。原边电流IP流经Q1变压器原边和Q4，副边电流流经副边绕组LS，小整流管DR输出滤波电感LR输出滤波电容CF和负载。2开关模态1T0T1T0时刻关断Q1，原边电流从Q1中转移到C3和C1支路中，给C1充电，同时C3被放电。由于C3和C1，Q1是零电压关断。在该时段里，LLK和LR是串联的，而且LF很大，因此可认为LR近似于一个恒流源。C1的电压线性上升，C3的电压线性下降。在T1时刻，C3的电压下降到零，Q3的反并二极管D3自然导通10。3开关模态2T1T2D3导通后，开通Q3，则Q3零电压开通。虽然这时候Q3被开通，但Q3中并没有电流流过，原边电流由D3流通。Q1和Q3驱动信号之间的死区时间TDT01T01代表T0到T1这段时间。在这段时间里，D3和D4导通，A、B两点电压VAB等于零。在T2时刻，原边电流下降到零。4开关模态3T2T3在T2时刻，关断Q4，原边电流IP一方面给电容C2放电，另一方面同时C4充电。由于C2和C4的存在，Q4是零电压关断。此时，VABVC4，VAB的极性由零变为负，变压器副边绕组电势下正上负，整流二极管D2导通，副边绕组LS中开始流过电流。由于整流二极管D1和D2同时导通，将变压器副边绕组短接，变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，VAB直接加在谐振电感LR上，因此在这段时间里。谐振电感LR和C2、C4在发生谐振。在T3时刻，C4的电压上升到VIN时，D2自然导通，结束该开关模态。5开关模态4T3T4在T3时刻，D2自然导通，将Q2的电压钳在零电位，此时就可以开通Q3是零电压开通。虽然此时Q2已开通，但Q2不流过电流，电流由D2流通，谐振电感的储能回馈给输入电源。由于副边的两个整流管同时导通，因此变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，这样电源电压加在VIN加在谐振电感LR两端，原边电流线性下降。在T4时刻，原边电流下降到零，二极管D2和D3自然关断，Q2和Q3中将流过电流。6开关模态5T4T5在T4时刻，原边电流由正值过零，并且向负方向增加，流经Q2和Q3。由于原边电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管提供回路，因此原边电压仍然为零，加在漏感两端电压是VIN，原边电流正相线性下降。到T5时刻，原边电流达到折算到原边的负载电流/K，该开关模态结束。此时，整流管D1关断，D2PI流过全部负载电流。7开关模态6T5T6在这段时间里，电源给负载供电。在T6时刻，Q3关断，变换器开始另一个半周工作，其工作情况类似于上述的半个周期。3高频开关电源主电路的设计31高频开关电源的技术指标根据实际需要，电源应该能在一定的条件下工作，达到所要求的技术指标。其技术指标如下1输入电压为单相50HZ，AC220V；2输出直流电压额定电压为48V，最大输出电压为60V，连续可调；3输出电流025A，连续可调；4输出电压精度2；5输出电流精度2；6转换效率90；32高频开关电源主电路的设计321前级整流电路的设计单相交流电经整流、滤波后，为逆变桥提供一个平滑的直流电压。由于单相整流后的直流电压最高可达380V左右，且一般电解电容的耐压为450V，可以采用多个电容并联滤波，不必采用电容串连的方式减小电容的耐压8。图4前级整流电路322直流变换器的设计本论文采用的是移相全桥零电压软开关脉宽调制FBZVSPWM变换电路。此电路不仅保持了准谐振电路开关损耗小的优点，且工作在固定的开关频率。与硬开关全桥电路相比，它采用移相控制，在换流时利用谐振元件实现开关器件的零电压开通，减小了功率管的开通损耗，提高了效率，使开关频率达到50KHZ100KHZ。移相全桥变换电路如图5所示。图中，TR是高频变压器，QLQ4是功率管。DLD4分别是Q1Q4的内部寄生二极管，CLC4分别是QLQ4的内部寄生电容和外接电容的和。LR谐振电感，它包括了变压器的漏感。每个桥臂的两个功率管成180度，互补导通，不同桥臂对角线上的两个功率管在关断时间相差一个相位，此相位差即为移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压。在本论文中，Q1和Q3组成的桥臂为超前桥臂，Q2和Q4组成的桥臂为滞后桥臂4。CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLUOCDLRABVIN图5ZVSPWM变换电路323输出整流电路的设计输出整流电路选用有两种，一种是由四个快恢复二极管构成的全桥整流方式；另一种是由两个快恢复二极管构成的双半波整流方式，即全波整流方式。当输出电压比较高、输出电流比较小时，一般采用全桥整流方式；当输出电压比较低、输出电流比较大时，为了减小整流桥的通态损耗，提高变换器的效率，一般选用全波整流方式。电源最高输出电压可达60V左右，输出电压比较低，对二极管的耐压要求不是很高，且采用全波整流电路的效率比较高，为了节约成本，本电源输出采用全波整流电路11。其具体电路如图6所示。图6全波整流输出电路其中，TR为高频变压器，LF为输出滤波电感，C1为输出滤波电容，DF为整流二极管，CF、RF构成RC吸收电路。33主电路元件参数的选择331输入电路参数的选择对于中小功率电源，一般采用单相220V交流电输入；而中大功率电源则是采用三相交流输入。本开关电源采用的是单相220V/50HZ的交流电VIN，经过全桥整流后得到脉动的直流电压VIN，输入滤波电容CIN用来平滑这一直流电压，使其脉动减小。由于单相桥式整流电路中，四个二极管轮流导通半个周期，所以流过二极管的电流平均值为1209LUIR由单相整流图可知，在U2的正周期时，二极管D1，D3导通，D2，D4截止而承受反向电压，反向电压的最大值为U2的峰值，即22RMU在正半周期时，二极管D1，D2承受同样的反向电压。选择二极管时，主要依据以上两个式子，为安全起见，选择二极管的最大整流电流应大于二极管的平均电流，二极管的反向峰值工作电压应大于在电路中实际承受的最大反向电压的一倍。输入滤波电感的选择，根据经验，选用值为几个或者不足一个毫亨的电感。按照下面的步骤计算CIN的容量（1）线电压的有效值187V253V；（2）线电压的峰值264V358V；（3）整流滤波后直流电压的最大脉动值50V3MIN2025PLEV（4）输入滤波后的直流电压为INIMAXLPLINE200V358V每个周期中输入电容CIN提供的能量约INW4MINOUTINIFF式中的为输入到输出端的转换效率，值为09；为最小开关频率，值为I70KHZ，电源的最大输出功率为1500W。代入数值得到WIN252J。每半个周期输入滤波电容提供的能量为5MIN22MIN12LEINILEPWCVV输入电容的容量为622MINMINIINLELEP代入数值得到。145INCF在实际的电路中采用4个330/450V的电解电容相并联，如图7所示图7整流电路输入电压的最小值200V72MINMININLEWVC332高频变压器的设计在通信开关电源中，高频变压器的功能包括5A电气隔离；B降压作用；C参与功率开关管的软开关过程。进行高频变压器设计时必须考虑对变压器性能产生影响的因素，如磁芯材料的选择、磁通密度和铁损的限制、制造工艺等,我们重点对磁芯材料选择和变压器初、次级变比计算进行讨论。1电压比为了使变压器在规定的输入电压范围内输出所要求的电压，变压器的变比应该按最低输入电压VIN选择。考虑到移相控制中副边占空比丢失现象，我们选择副边最大占空比DMAX为085，得到原副边变比为8MINAX028527614MAXDLFV式中VOMAX为最高输出电压；VD为输出整流二极管的通态压降；为输出LFV滤波电感上的直流压降。2铁心的选取计算出电压比后，可根据以下公式选取合适的铁心9TEWSCPAFBDK式中AE为铁心磁路截面积；AW为铁心窗口面积；为变压器传输功率；T为开关频率；为铁心材料所允许的最大磁通密度的变换范围；为变压器绕SFBCD组导线的电流密度；为绕组在铁心窗口中的填充因数。CK电路中变压器的传输电压，为1500W，开关频率为85KHZ，2/DRINVTPSF铁心材料选为铁氧体，其取02T，导体电流密度选取4A/，窗口填充因CD2M数选取05，将数据代入公式得到CK1082410EWAM按照铁氧体铁心生产厂家提供的手册，选取铁心型号为EE55，其铁心截面积为353，窗口面积为280，可以满足要求。4210M42103绕组的匝数铁心选定后，可由下式计算绕组的匝数110MAX2SEVNFBA将数据代入上式可知，变压器副边的绕组匝数为62匝，实际选用的是7匝。由变压器的变比可以推算出变压器原边的绕组为19匝。4绕组导线截面由下式可以计算出副边绕组导线截面积2CA120CID代入数据得到副边绕组导线截面积为625，根据电压比得到原边绕组2C2M导线截面积为227。为减小导线的集肤效应，一般采用多股导线绕制。CA2M333输出滤波电感的选择在DC/DC全桥变换器中，原边电压经变压整流后，为方波电压，为了保证输出滤波电感电流在某一最小电流时保持连续，设最小输出电流为1A，则输出滤波电感可按下式计算1312DOOMDFUITDL代入数值得到LF139MH。334输出滤波电容的选择输出滤波电容的选择不仅要考虑电容值，而且要考虑电容的等效电阻ESR和耐压值。输出电容必须有足够小的ESR，以满足输出纹波和负载动态响应的需要；同时又必须有足够大的ESR以满足稳定性的要求。电容值也要足够大以满足满载到空载转换时吸收电感储能的需要。输出滤波电容的计算公式如下1418DFFOPDTCLU令输出电压交流纹波峰峰值为，代入公式得到50VM153187089FUF电容的等效阻抗为162OPCPVXII式中V为输出电压纹波的有效值；IOPP为输出电流纹波的峰峰值，一般为输出电流额定值的20。代入参数，得到XC0135。335输出二极管的选择本电源的开关频率为85KHZ，输出整流二极管选用快恢复二极管。变压器的副边是全波整流电路，加在整流管上的反向电压为VDR2VIN/N2358/275260V。整流管开通和关断时有一定的电压振荡，考虑到2倍余量，可以选用耐压高于520V的快恢复二极管，且流过整流管的最大电流是275A。据反向承受的电压和流过的最大电流，选用快恢复二极管DSEI6006C，其反向耐压为600V，流过的最大电流为60A，且其反向恢复时间为35NS，比较短。336吸收电路器件的选择吸收电路又称为缓冲电路，其作用是抑制电力电子器件的内因过电压、DU/DT或者过电流和DI/DT，减小器件的开关损耗，避免器件二次击穿和抑制电磁干扰，提高电路的可靠性。本文采用的是RC缓冲电路，这种缓冲电路的参数计算如下缓冲电路电容C可由下式求得1720CEPLIV式中L为主回路杂散电感；I为器件关断时的漏极电流；VCEP为缓冲电容的电压稳态值；ED为直流电源电压。缓冲电路电阻的选择是按希望器件在关断信号到来之前，将缓冲电容所积累的电荷放净，可由下式估算18123XXRCF如果缓冲电路电阻过小，会使电流波动，器件开通时的漏极电流初始值将会增大，因此，在满足上式的前提下，希望选取尽可能大的阻值，缓冲电阻上的功耗与其阻值无关，可由下式求出1920SSLIFP吸收二极管D必须选用快恢复二极管，其额定电流应不小于主电路器件额定电流的1/10。此外，应尽量减小线路电感，且应选用内部电感小的吸收电容。根据以上分析，可选择缓冲电路参数为C11NF/400V；R150/5W。337功率开关管的选择主电路的拓扑电路如图5所示，整流滤波后的直流电压最大值为358V，功率开关管的额定电压一般要求高于直流母线电压的两倍。本电路功率管的额定电压可选用700V以上的，且输出滤波电感电流的最大值为275A，则变压器原边电流的最大值为IPMAX275A/N275A/27510A，这也是功率管中最大的电流，考虑到2倍的余量，可以选用额定电流20A的功率开关管。综合对额定电压和额定电流的要求，功率开关管选用IXFX27N80Q，其漏源电压为800V，最大电流为27A。本论文选取的是N沟道型MOSFET管。N沟道型MOSFET管适用于正电源供电。负载连接在电源正极和漏极之间。漏极电流由正的栅源电压控制，从正供电母线流入通过负载阻抗到漏极，然后从源极返回到负供电母线。4高频开关电源控制电路的设计41移相控制芯片UC3875的概述411UC3875的电气特性（1）可实现0100占空比控制；（2）实用的开关频率可达2MHZ；（3）两个半桥输出的导通延时都可单独编程；（4）欠压锁定功能；（5）软启动控制功能；（6）锁定后的过电流比较器在整个工作周期内均可重新启动；（7）适用与电压拓扑与电流拓扑；（8）4个2A图腾柱式输出级；（9）10MHZ误差放大器；（10）在欠压锁定期间输出自动变为低电平；（11）启动电流只有150UA；（12）5A基准电压可微调；UC38758软开关电源移相PWM控制集成电路，对两个半桥开关电路得相位移动控制，实现半桥功率级得恒频PWM控制，借助开关器件得输出电容冲放电，在输出电容放电结束的状态下完成零电压开通。相位控制得特点体现在UC3875的4个输出柱端分别驱动得A/B，C/D两个半桥，都能进行导通延时（即死区时间）的调节控制，在该死区时间内确保下一个导通管得输出电容放电完毕，为即将导通得开关管提供零电压开通条件。在全桥变换拓扑下移相控制的优点得到最充分的体现，UC3875在电压模式和电流模式下均可工作，并具有一个独立的过电流关断电路以实现故障的快速保护。由于震荡器的工作频率大于2MHZ，所以整个电路的实际工作频率可达2MHZ。该芯片除了可以在通常的方式下工作，还可以通过CLOCK/SYNC引脚，接受外接同步时钟信号，同时，外部时钟频率大于芯片频率。当不同频率得多个UC3875共同作用于电路时，通过连接引脚，使他们同步工作于最高频率。芯片的保护功能包括欠电压锁定，即芯片的偏置电压在达到阕值之前，其四个输出端均可保持低的有源输出状态；内置的15V滞后使工作可靠；具有过电流保护，一旦出现故障，该保护电路可在70NS之内关断所有输出端，故障处理可在全周期范围再启动。该芯片的其他性能包括带宽超过7MHZ的误差放大器；一个5V基准电压；软启动；一个斜坡电压发生器斜率补偿电路。412UC3875外围电路的设计UC3875外围电路如图8所示。图8UC3875外围电路1开关频率的设置FREQSET脚的设定决定开关频率的大小，有公式204FREQFRC在图中R、C决定了开关电源模块的频率。本电源预设开关频率为85KHZ，根据公式，这里取C1000PF，R47K，得到F85KHZ。2死区时间的设置UC3875的输出驱动信号和零电压开关的延迟时间分别由延迟设定端子DELAYSETAB，DELAYSETCD的R、C确定。可分别对超前臂和滞后臂两对开关管进行设置。延迟时间用延迟端对地的电阻值来控制，有下式2112650I延迟延迟时间秒其中，常取25UA1MA。DELAYRI延迟端电压延迟延迟I一般情况下，延迟电压取24V，当使用MOSFET作为功率开关管时，延迟时间一般可设置为几百NS，本电源中，超前臂和滞后臂的死区时间设定是相同的，通过电阻R设置，并取阻值为20K。C均取4700PF。20K的电阻可以使延迟时间设置为500NS，且桥路中的功率管选用的是IXFX27N80Q，其关断时间为75NS，有充足的时间实现软开关，不至于同一桥臂上的两只功率管同时处于导通状态，电路发生故障。但不能一味的延长死区时间，死区时间过长，软开关也不易实现，必须合理选择死区时间。3VREF与内部的5V精密基准电压相连。作输出端时，可给外部电路提供60MA的电流，并且具有短路限流保护。为了获得最佳基准电压，在VREF脚和GND脚之间应当等效串联电阻和电感很小的01UF的电容。4OUTAOUTD各输出端能够提供2A推拉输出电流，该电流能够实现MOSFET栅极的最佳驱动。四个输出端分两组交替输出信号，最大占空比为50，输出端A和B驱动外接桥式变换电路的一只半桥拓扑，并且与时钟波形同步。输出端C和D驱动另一只半桥，这对输出信号与A和B输出信号有一定的开关相移。5锯齿波的产生斜率设置脚SLOPE与某一个电源VX之间接一个电阻RSLOPE，为锯齿波RAMP提供一个电流为VX/RSLOPE的恒流源。在RAMP与信号地之间接一个电容CRAMP，这就决定了锯齿波的斜率，一般在电压型调节方式中，VX直接接5V的参考电压。斜坡电压的斜率由下式决定22SLOPERAMVDTC取样RAMP是PWM比较器的一个输入端，PWM比较器的另一个输入端是误差放大器的输出端。在RAMP与PWM比较器的输入端之间有一个13V的偏置，因此适当地选择CRAMP和RSLOPE的值，使误差放大器的输出电压不超过锯齿波的幅值，实现最大占空比。6VC为输出级开关管及其偏压电路的电源电压该脚与PWMGND脚之间应当接入等效串联电阻和电感都非常小的旁路电容器。7VIN为片内的逻辑和模拟电路的电源电压这些模拟电路和逻辑电路为输出开关管提供驱动信号。该脚与GND脚之间应当接入等效串联电阻和电感都非常小的旁路电容器。8保护电路设置当C/S端的电压高于25V时，电流比较器输出高电平，四个输出端全封锁，没有能量输出。同时，软启动脚的电压拉低到零伏。当C/S端的电压低于25V后，电流比较器输出低电平，软启动电路工作，输出级的移相角从180开始逐渐减小。实际电路中，C/S端可以用作一个故障保护端，例如将输出过压、输出过流、过热等检测信号经过一定的电路转换接到C/S端。当发生某种故障时，C/S端电压高于25V起到对电路的保护。9GND脚，所有电压都以GND脚的电位为基点接在频率设定脚的定时电容器、接在基准电压脚的旁路电容器、接在输入电压脚的旁路电容器和接在RAMP脚的斜坡电容器都应当直接接到靠近信号地脚的地线。10PWMGND脚，VC脚应当接入一只旁路电容器该电容器的另一端应接到与PWMGND脚相连的功率线上。电路中所需的任何储能电容器都应与该电容器并联。为了抑制噪声和降低直流压降，信号地线和功率地线也可在某一点连接在一起。11SOFTSTART脚，只要VIN低于欠电压锁定门限值，软启动脚将保持低电位。当VIN超过欠压锁定门限值时，通过内部9UA电流源对电容充电，软启动脚的电压将升高到48V左右。发生电流故障时，软启动脚的电压将下降到低电位，然后在升高到48V。如果故障发生在软启动过程中，各输出端立即变为低电平，并且在故障复位以前，软启动电容必须充足电。413驱动电路UC3875的输出波形驱动MOSFET管，UC3875最终的输出就是四个驱动信号OUTAPIN14，OUTBPIN13，OUTCPIN9和OUTDPIN8，这四个输出均可提供2A的驱动峰值电流，因此可以直接用于驱动MOSFET或经过隔离来驱动MOSFET，不必在加驱动电路。不过，需要一个光电耦合器。光电耦合器在开关电源的回路中，使输入回路和输出回路进行电气隔离。在电源中，光电耦合器一般用来传递脉冲信号，所以光电耦合器工作与开关状态。本论文中，采用HCPL3100，起隔离作用。HCPL3100具有高输出电流，高速率和很宽的电压范围，如图8所示。42保护电路的设计为了保证开关电源在正常和非正常使用情况下，开关电源不损坏。其控制电路的设计中应包含保护电路的设计。保护电路应具备自保护和负载保护两方面的功能，一旦出现故障，立即使主电路停止工作，以保证在任何情况下，自身不损坏，负载也不损坏。本电路设计中，除了输出限流以外，开关电源还设置有输出过压、功率管过热等保护电路。421电压与电流的保护在保护电路中，应用了UC3875移相控制芯片中的电流比较器。将输出电流、输出电压、温度等保护电路通过一定的电路转换连接到UC3875的电流检测端C/S，实现对整个电路的保护。保护电路如下图9所示。图9保护电路422过热保护电路功率器件发热是不可避免的，所以功率器件必须固定在散热片上进行冷却，必要时采用风扇冷却。功率器件过热时，性能会降低，使用寿命减少，严重时器件会损坏，因此有必要对功率器件的散热情况加以监视。本电路中，采用两个温控开关，分两级对功率器件进行热保护。使用时温控开关和功率器件一起安装在散热片上。其中一个温控开关选用40常开开关，串联在风扇供电线路中。当散热片温度高于40，温控开关闭合，启动风扇散热；另一个温控开关为80常闭开关。当散热片温度高于80，温控开关打开，UC3875的C/S端电压大于25V，UC3875封锁输出，起到对电路的保护作用。当温度下降到40以下时，温控开关重新闭合，开关电源软启动，继续工作。43辅助电源的设计图10是辅助电源的设计电路，033UF的电容防自激振荡，1UF的电容防止输出电压有波动。运用整流桥将交流电整成直流，并用78系列稳压器稳压。设计的辅助电源为芯片提供驱动电压，分别输出12V、5V。其中一个5V是光电耦合器的专用电源。T1TRANSFORMER1548033U1U033U1U1U033UD1W005G2134D2W005G2134D3W005G2134L110UH12L210UH12780578057812005125图10辅助电源5总结本论文对48V/25A的高频开关电源进行了研究和设计。有如下结论1对高频开关电源的发展现状以及发展方向进行了了解。2设计了通信用的直流高频开关电源。电源的主回路是采用移相全桥电路，输出采用全波整流电路，详细分析了移相控制ZVSPWM全桥变换器的工作原理。为了减小开关管的开关损耗，在电路设计中利用变压器自身的漏感以及输出滤波电感和桥路中的电容形成谐振电路，实现了功率管的零电压开通。3控制系统以芯片UC3875为核心，采用闭环控制，使电源有比较高的可靠性和稳定性。保护电路中涉及到的过流保护、过压保护、过热保护电路也作了必要的设计说明。参考文献1梁奇峰开关电源原理与分析M北京机械工业出版社,20122王兆安,刘进军电力电子技术M北京机械工业出版社,20093杨旭,赵志伟,王兆安移相全桥零电压软开关电路谐振过程的研究M电力电子技术,19984阮新波,严扬光脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术M科学出版社5能源部西北电力设