【电气工程及其自动化】48v5a开关电源设计

本科生毕业论文（设计）48V/5A开关电源设计二级学院信息科学与技术学院专业电气工程及其自动化完成日期2015年5月25日A基础理论B应用研究C调查报告D其他目录1绪论211概述212开关电源与线性稳压电源213软开关转换器214本文的主要内容42主电路的设计421输入整流滤波电路422输出整流电路523PWMDCDC全桥变换器的构成524PWMDCDC全桥变换器的控制方式625移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器的工作原理73控制、驱动与保护电路的设计1231控制电路1232保护电路1233驱动电路14448V/5A开关电源的设计实例1441设计指标1542主电路结构1543主电路参数选择16431输入滤波电路参数的选择16432高频变压器原副边变化17433谐振电感值17434开关频率17435输出滤波电路参数的选择18436主功率管的选择18437输出整流二极管的选择19438串联耦合电容的选择19439变压器的设计计算194310控制电路参数的选择205总结21参考文献22附录2348V/5A开关电源设计摘要论文首先介绍了开关电源发展趋势及软开关功率变换电路的优点；主电路采用单相桥式电路和移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器；文中详细分析了移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器的工作原理和控制方式。控制芯片选取UC3875，设计了控制电路，驱动电路及保护电路。最后设计了一个通信用48V/5A的开关电源。关键词开关电源；移相控制；全桥变换器；UC3875ASWITCHINGPOWERSUPPLYOF48V/5AABSTRACTTHEPAPERINTRODUCESTHEDEVELOPMENTTRENDOFSWITCHINGPOWERSUPPLYANDTHEADVANTAGESOFSOFTSWITCHINGPOWERCONVERSIONCIRCUITTHISDISSERTATIONSELECTASINGLEPHASEBRIDGECIRCUITANDPHASESHIFTINGCONTROLZVSPWMDCDCFULLBRIDGECONVERTERTOBETHEMAINCIRCUITANDTHISDISSERTATIONANALYZESTHEWORKINGPRINCIPLEANDCONTROLMODEOFPHASESHIFTINGCONTROLZVSPWMDCDCFULLBRIDGECONVERTERSELECTEDTHECONTROLCHIPUC3875,THECONTROLCIRCUITANDDRIVECIRCUITANDPROTECTCIRCUITISDESIGNEDSO,ASWITCHPOWERSUPPLYOF48V/5AFORCOMMUNICATIONSYSTEMISDESIGNEDKEYWORDSSWITCHPOWERSUPPLYPHASESHIFTEDCONTROLFULLBRIDGECONVERTERUC38751绪论11概述电源对于各种电器设备就象心脏对于人体一样非常重要，没有电源则各种用电设备将无法运行。当代计算机、通讯等许多高新技术均与电源的电流、电压、频率和相位等基础参数的转换、控制相关1，现代电子技术能够精确控制和高效率的处理这些参数，特别是能够实现大功率电能的频率变换和稳压，为其他多项高新技术提供了发展的基础。电源变换新技术及其产业的进一步发展也为大幅度节能降耗、节省材料以及为提高生产效率提供了重要手段，并给现代化生产和生活带来深远影响。12开关电源与线性稳压电源线性稳压电源的工作原理是将来自电网的交流电压经过工频变压器降压后，再经过整流、滤波和线性稳压及输出滤波、反馈电路处理，最后输出一个纹波电压和稳定性能均符合要求的直流电压。开关电源工作原理不同于传统线性稳压电源，它是采用功率半导体器件作为开关元件，通过周期性通断开关，控制开关元件的占空比来调整输出电压。它直接将电网工频电压经整流滤波为直流电压，再经主变换电路处理后经输出整流滤波，反馈电路对输出电压进行采样，并把所采样信号送到控制电路进行比较放大处理，以此调节输出的PWM2脉冲占空比，最终输出一个纹波电压和稳定性能均符合要求的直流电压。开关电源在效率、体积和重量等方面都远远优于线性电源，因此已经基本取代了线性电源，成为电子设备供电的主要电源形式。只有在一些功率非常小，或者要求供电电压纹波非常小的场合，还在使用线性电源。13软开关变换器开关器件的开关状态可以用其开关轨迹来直观表示，如图1，从图中可以看到，实际工作时硬开关器件上电压和电流都存在振荡，而且开关损耗相当大。图1功率开关器件的硬开关轨迹为了不断提高功率变换器的品质，满足电子设备不断提高的要求，针对硬开关PWM变换器的不足，相应提出了软开关变换器的概念并得到广泛的研究。该技术条件下的软开关变换器的开关特性示意图可用图2直观表示。高频化是开关变换技术的重要的发展方向，其原因是高频化可以使开关变换器的体积、重量大为减小，从而提高变换器的功率密度。而且开关频率的提高对于降低开关电源的音频噪声和改善动态响应也大有好处。计算机芯片的超大规模化为这种实现提供了可能。为了使变换器能在高频下高效率的运行，国内外电力电子界自70年代以来，不断研究开发高频软开关技术。80年代末期，脉宽调制软开关技术SPWM的问世3，推动大功率逆变技术的研究与应用水平又上了一个新的台阶。脉宽调制软开关技术综合了传统脉宽调制技术和谐振技术的优点，仅在功率器件换流瞬间，图2软开关变换器的开关特性示意图应用谐振原理，使开关变换器的开关器件中的电流或电压按正弦或准正弦规律变化。当电流自然过零时，使器件关断；或电压为零时，使器件开通，实现开关损耗为零，从而实现零电压或零电流转换，而在其余大部分时间采用恒频脉宽调制方法，完成对电源输出电压或电流的控制。因此开关器件承受的电流或电压应力少，可使开关频率提高到兆赫的水平。14本文的主要内容本文研究的内容及要解决的问题分为五章来阐述第1章绪论。介绍开关电源与线性稳压电源及开关电源发展趋势，并介绍了软开关功率变换电路的优点。第2章主电路的设计。研究了单相桥式整流电路和全桥PWM变换器及其控制方式，并研究了移相控制方式及移相控制ZVSPWM全桥变换器的优缺点。第3章控制、驱动与保护电路的设计。主要研究了UC3875型集成控制芯片及控制电路、保护电路和驱动电路的基本原理。第4章48V/5A开关电源的设计实例。研究了移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器的电路拓扑、工作原理，重点分析了实现软开关的条件，利用UC3875芯片构成控制电路，初步设计了一个48V/5A的通信用开关电源系统。第5章总结。2主电路的设计开关电源按照如下图3进行能量变换过程。图3开关电源的能量变换过程21输入整流滤波电路EMI滤波电路4它能毫无衰减的把直流电和工频交流电传输到开关电源，不但可以大大衰减从电网引入的外部电磁干扰；同时，它还可以避免开关电源设备本身向外部发出声音干扰，以免影响其他电子设备的正常工作。输入整流滤波电路基本结构如图4所示。图4输入整流滤波电路整流电路功率变换输出整流滤波检测电路保护电路控制电路ACDC48V/5AL1、L2、L3、C6、C7、C8、构成输入EMI滤波器，EMI滤波电路能滤除电源线上的共模噪音。单相桥式整流电路由四个不可控二极管组成，将交流电整流成直流电传输到主功率开关管。22输出整流电路输出整流电路有两种，一种是由四个快恢复二极管构成的全桥整流方式，另一种是两个快恢复二极管构成的双半波整流方式，即全波整流方式。当输出电压比较低、电流比较大时，为了减小整流桥的通态损耗，提高变换器的效率，一般使用全波整流方式。如图5所示为全波整流电路图。图5全波整流电路23PWMDCDC全桥变换器的构成PWMDCDC全桥变换器5的基本电路结构如图6。CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLUOCDLRABVIN图6基本的全桥电路结构直流电压VIN施加在Q1Q4四只开关管所构成的两个桥臂上，通过控制四只开关管Q1Q4的通断顺序及通断时间，在变压器TR的原边得到一个幅值为VIN并按某一占空比D变化的正负半周对称的交流方波电压。设变压器TR的变比为N，经高频变压器隔离和变压后，在变压器副边得到一个幅值为VIN/N的交流方波电压，然后通过DR1和DR2构成的输出整流桥，在CD两点得到幅值为VIN/N的直流方波电压。LF和CF组成的输出滤波器将这个直流方波电压中的高频分量滤去，在输出端得到一个平直的直流电压，其幅值为VODVIN/N，其中D，TON是导通时间，TS是导通周期。通过调节占空比可以调节输出电压2/SONVO。24PWMDCDC全桥变换器的控制方式为了得到输出端的脉宽调制电压VCD，实际上只需在高频变压器的副边得到一个交流方波电压，亦即在高频变压器原边即AB两点得到一个交流方波电压。为了得到这个交流方波电压，最基本的方法如图7所示，即斜对角的两只开关管Q1和Q4（Q2和Q3）同时导通或关断，每只开关管的导通时间小于1/2开关周期，即TONTS/2。5图7基本控制方式图8移相控制方式在图7的基础上，Q2和Q4的导通时间不变，将Q1和Q3的导通时间向前增加一段时间或增加到半个周期；或者Q1和Q3的导通时间不变，将Q2和Q4的导通时间向后增加一段时间或增加到半个周期或者将Q1和Q3的导通时间向前增加一段时间或增加到半个周期，同时将Q2和Q4的导通时间向后增加一段时间或增加到半个周期，如图8所示，那么在AB两点得到的电压与图7完全一样。因为只有当Q1和Q4同时导通时，在AB两点才能得到正的电压脉冲VIN，而当Q2和Q3同时导通时，在AB两点才能得到负的电压脉冲VIN。因此只要保证斜对角的两只开关管的导通重叠时间不变，开关管的导通时间向前增加或向后增加对于AB两点的电压没有影响。基于这种思路，可得到九种PWMDCDC全桥变换器的控制方式，它包括PWMDCDC全桥变换器的所有控制方式。将Q1和Q3的导通时间向前增加到半个周期，同时将Q2和Q4的导通时间向后增加到半个周期的控制方式称为移相控制方式，是目前研究得比较多的一种控制方式，其控制电路相对来说要简单一些，本文主要研究这种控制方式。25移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器的工作原理移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器利用变压器的漏感或原边串联电和功率管的寄生电容或外接电容来实现零电压开关6，它的电路结构如图9，各个部分波形如图10所示。其中，D1D4分别是Q1Q4的内部寄主二极管，C1C4分别是Q1Q4的寄生电容或外接电容LR是谐振电感，它包括变压器的漏感L1K和外接电感。每个桥臂的两个功率管成180O互补导通，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压。Q1和Q3分别超前Q4和Q2一个相位，称Q1和Q3组成的桥臂为超前桥臂，Q4和Q2组成的桥臂为滞后桥臂。CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLUOCDLRABVIN图9主电路图图10各个部分波形图基本移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器一个周期内有12个开关模态，每个时间段对应的等效电路如图11所示。在分析之前，先作如下假设所有开关管和二极管均为理想器件；所有电容，电感和变压器均为理想元件；C1C3CLEAD，C2C4CLAG；LFLR/N2。LEAD表示超前，LAG表示滞后。1开关模态0（T0时刻）T0时刻对应于图11（A）。Q1和Q4导通。原边电流由电源正经Q1，谐振电感LR，变压器原边绕组以及Q4，最后回到电源负。DR1导通，DR2截止，原边给负载供电。2开关模态1（T0T1时间段）T0T1时间段对应于图11（B）。在T0时刻关断Q1，原边电流从Q1中转移到C1和C3支路中，给C1充电，同时给C3放电。由于有C1和C3，Q1是零电压关断。在这个时间段，谐振电感LR和滤波电感LF是串联的，而且LF很大，因此可以认为原边电流IP近似不变，类似于一个恒流源。这样原边电流IP和电容C1，C3的电压分别为；IPTIPT0I0（1）VC1TTT0（2）LEAD12CIVC3TVTT0（3）LEAD1在T1时刻，C3的电压下降到零，Q3的反并二极管D3自然导通，从而结束这一时间段，该时段持续时间为T01（4）1INLEADIC23开关模态2（T1T2时间段）T1T2时间段对应于图11（C）。D3导通后，开通Q3。虽然这时候Q3被开通，但Q3并没有电流流过，原边电流由D3流通。由于是在D3导通时开通Q3，所以Q3是零电压开通。Q3和Q1驱动信号之间的死区时间TDLEADT01，即TDLEAD（5）INLEADIVC2在这一时间段里，电路处于一个很复杂的谐振过程。原边电流等于折算到原边的滤波电流，即IPT（6）NTLF在2时刻，原边电流下降到2。4开关模态3（T2T3时间段）T2T3时间段对应于图11（D）。在T2时刻，关断Q4，原边电流IP由C2和C4两条路径提供，即原边电流给电容C4充电，给电容C2放电。由于C2和C4的存在，Q4是零电压关断。此时VABVC4，VAB的极性由零变负，变压器副边绕组电势下正上负，整流二极管DR2导通整流二极管DR1和DR2同时导通，将变压器副边绕组短接，这样变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，VAB直接加在谐振电感LR上。因此在这一时间段，谐振电感LR和电容C2和C4发生谐振，原边电流IP和电容C2，C4的电压分别为IPTI2COSTT2（7）VC4TZPI2SINTT2（8）VC2TVINZPI2SINTT2（9）其中，ZP,1。LAGR/CLLAGRCL在时刻T3，当C4的电压上升到VIN时，D2自然导通，从而结束这一时间段，该时段持续时间为T23SIN1（10）12PINIZ5开关模态4（T3T4时间段）T3T4时间段对应于图11（E）。在T3时刻，D2导通，将Q2的电压箝在零电位，此时开通Q3就是零电压开通。驱动信号之间的死区时间TDLAGT23即TDLAGSIN1（11）12PINIZV虽然此时Q2己开通，但Q2不流过电流，原边电流由D2流通。原边谐振电感的储能回馈给输入电源。由于副边两个整流管同时导通，因此变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，这样电源电压VIN加在谐振电感两端原边电流线性下降，原边电流为IPTIPT3TT3（12）RINLV到T4对刻，原边电流从IPT3下降到零，二极管D2和D3自然关断，Q2和Q3中将流过电流，从而结束这一时间段，该时段持续时间为T34LR（13）IN3PVT6开关模态5（T4T5时间段）T4T5时间段对应于图11（F）。在T4时刻，原边电流由正值过零，并且向负方向增加，此时Q2和Q3为原边电流提供通路。由于原边电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管提供回路，因此原边绕组电压仍然为零，加在谐振电感两端的电压是电源电压VIN，原边电流反向增加。原边电流为IPTTT4（14）RINL到T5时刻，原边电流达到折算到原边的负载电流ILF5/N值，结束这一时间段。此时整流管DR1关断，DR2流过全部负载电流。该时段持续时间为T45（15）IN5LFRVT7开关模态6（T5T6时间段）T5T6时间段对应于图11（G）。在这一时间段里，电源给负载供电，原边电流为IPTTT5（16）FR0INLNTI5LF在时刻T6，Q3关断，变压器开始另一半个周期，其工作情况类似于上述的半个周期。CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVINCFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RFUOCDLRABVINAT0时刻等效电路图BT0T1时刻等效电路图CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVINCFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RFVOCDLRABVINCT1T2时刻等效电路图DT2T3时刻等效电路图CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVINCFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVINET3T4时刻等效电路图FT4T5时刻等效电路图CFDR1VINQ1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4BALRTRDR2DLFCVORLD2GT5T6时刻等效电路图图11各时间段等效电路图3控制、驱动与保护电路的设计31控制电路电源的控制电路采用UC3875型集成控制芯片7，并采用电压型PWM控制。如图12所示。C20和R17设置开关频率；R15设置OUTC和OUTD的死区时间，R16设置OUTA和OUTB的死区时间，在R15和R16上分别并联一个1000PF的电容，用干抗干扰；C16和R11用于设置锯齿波的斜率和幅值；C17用于设置软启动时间。C12C13C11C14C15C17C16C18C19C20D3D5D9D7D4D6D8D1012VR11R12R13R18R14VOR15R16R171110VCCVC181SLOPEVREF4E/A3E/A2519COMPCSRAMP6S/S7DLYC/D15DLYA/B1617FREQSYNC12PGND141398OUTAOUTCOUTDOUTBR9R10T1T2123456123456图12控制电路图电压调节器利用UC3875内的误差放大器，输出电压经过电位器R14分压后经过R18。送到误差放大器的反向端，5V基准电压经R12和R13分压后，得到3V电压送到误差放大器的同相端，作为给定信号。调节电位器R14可以调节输出电压的反馈系数，从而调节输出电压。32保护电路除了输出电流限制和开关管过流保护以外，本电源还设置有三个保护功能和一个报警功能L输入过压保护；2输入欠压保护；3输出过压保护；4输出欠压报警。电路如图13所示。图13保护电路此三种保护功能和一个报警功能的实现电路是类似的，输入电压经过分压后送到比较器的反相端，比较器的同相端接给定电压，只是比较器的输出不同，即输入过压时，比较器输出低电平；输入欠压时，比较器输出高电平。由于输入、输出电压必须隔离，所以输入过压、欠压的检测和保护电路用另一路辅助电源供电，其保护信号由光电藕合器隔离后与输出过压信号连在一起。前面二种保护电路的输出经过与非门的运算后，成“或”的关系，即只要发生一种故障，与非门的输出即输出低电平，光电祸合器IC7不导通，使二极管D22导通；而输出过压时，保护电路IC6B输出高电平直接使二极管D23导通，高电平加到UC3875的CS脚，使UC3875的输出全部关断。输出欠压时，比较器输出高电平，发光二极管LEDI点亮，发出欠压信号。为了保护主功率管不致过流烧毁，利用电流互感器T4图13检测变压器的原边电流，D15D18将检测到的电流信号整流后，经由IC4B，D19引到UC3875的电流检测端CS脚。当原边电流过流时，检测到的电流信号超过25V，UC3875的输出全部关断。33驱动电路控制电路的输出控制功率开关管是通过驱动电路实现的。驱动电路一方面将控制电路输出的PWM脉冲放大到足以驱动功率开关；另一方面是将控制电路与主电路隔离。驱动电路的性能与功率开关管的开关特性密切相关。设计合理，可减小开关损耗，提高整机的效率及功率器件工作的可靠性。本文采用推挽式驱动电路，驱动电路图如图14所示。主电路工作在强电，控制电路工作在弱电，为了抑制主电路对开关电路的干扰，两者之间必须采取隔离措施。通常采取光电隔离和脉冲变压器隔离。光电隔离效果较好，抗干扰能力强，但其响应速度较慢，上升沿、下降沿较缓，不利于开关损耗的减小。采用超快速光耦可以改善开关特性，但价格较贵，增加了设计成本。本文采用脉冲变压器隔离，响应速度很快，满足了需要。电路中由控制脉冲电路产生的脉冲信号经晶体管进行功率放大后加到变压器，并由变压器隔离耦合经稳压管限幅后驱动IGBT8。图14驱动电路448V/5A开关电源的设计实例通信设备基础电源系统的方向是开关电源，开关电源具有体积小重量轻、节省钢材和铜材，高效节能，动态响应快、控制性能好，保护动作快，组合容易等优点。本章以第二章中介绍过的移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器为主电路拓扑，利用UC3875芯片构成控制电路,初步设计一个48V/5A的通信用开关电源系统。41设计指标（L）电网允许的电压波动范围有效值波动范围220V，频率50KHZ10。20（2）输出电压电流输出电压额定值48V，均充电压576V；输出电流额定值5A。（3）过压过流保护范围过压整定点60V；过流整定点10A。（4）最大输出功率300W。（5）效率模块的效率不低于90。该电源的基本方案选择（1）采用单相交流输入；（2）采用全桥变换器电路拓扑，输出功率大；（3）采用移相控制软开关ZVSPWM功率变换技术，开关损耗小，效率高；（4）主开关管采用IGBT器件，逆变开关频率取为50KHZ；（5）采用全波整流电路，便于变压器的绕制；（6）采用UC3875型集成控制芯片。42主电路结构电源的主电路结沟如图15所示，由输入滤波电路，单相逆变桥高频变压器、谐振电感和隔直电容，输出整流滤波电路组成9。L1、L2、L3、C6、C7、C8构成输入EMI滤波器，它能减少电源内部噪声共模和差模对电网的干扰，同时又能抑制电网对电源的干扰；C9和C10是电解电容，它起滤波作用；C11是无极性电容，用于吸收直流母线上的高频电压尖峰。高频变压器T起隔离和降压的作用；谐振电感L4用来帮助实现功率开关管的零电压开关；隔直电容C5用来防止高频变压器直流磁化；输出整流滤波电路用来将变压器副边的高频交流方波电压整流和滤波，得到48V的直流电压。图15主电路结构43主电路参数选择431输入滤波电路参数的选择按照下面的步骤来计算CIN的容量输入交流电的线电压有效值的变化范围176V253V；线电压峰值的变化范围249V358V；整流滤波后直流电压的最大脉动值50V（249V20）；整流滤波后的直流电压VIN200V358V。为了保证整流滤波后的直流电压最小值VIN符合要求，每个周期中CIN所提供的能量约为WINJFPFOUTI47590/3/MIN因此输入滤波电容容量为CINFVVWPLINELINE3290254722MM可以选用三个470F/400V的电解电容并联使用。为了抑制高频电压尖峰，在电解电容两端并联一个15F的无极性的高频电容。可计算出整流后的直流电压的最小值VCWVINLINEIN10922MM432高频变压器原副边变比考虑到移相控制方案存在副边占空比丢失的现象，所以选择副边最大占空比DMAX085，则可计算副边电压V2MIN为VMIN2V70850167DMAXRLF0其中，V0MAX是最高输出电压，VLF是输出滤波电感的支流压降，VDR是输出整流二极管的通态压降。故变压器原副边变比为，取N2。561709MIN21433谐振电感值为了实现滞后桥臂的零电压开关，必须满足下式（17）22431INDSVCIL其中L4是谐振电感，I是滞后桥臂开关管关断时原边电流的大小，CDS是开关管漏源电容，VIN是整流滤波后的直流电压。谐振电感L4的选择应考虑下述因素为了在任意VIN时均能实现滞后桥臂的零电压开关，VIN应取最大值；考虑在1/3满载以上时实现零电压开关；负载电流为1A时滤波电感LF的电流ILF临界连续。也就是说，ILF的脉动量ILF20I05021。在1/3满载时A7203/152/3/MAXNIILF开关管IRF840的漏源电容CMOS140PF，VINMAX358V，可得L423H。434开关频率DLOSS可由下式计算（18）NVFILDISOLOS4从上式可知，当IO最大、VIN最小时，副边占空比丢失最大，DLOSSMAX为S661021095234FFSLS因为副边最大占空比为085，所以DLOSSL085015，可得70KHZ。SF435输出滤波电路参数的选择1电感的选择当输入电压最高，VINMAX358V，输出电压最低，VOMIN48V时，LF取最大值/1102MAXIN0MINDRLFINCOSFVIFL512/358474825H2电容的选择令输出电压的交流纹波为VOPP50MV。当输入电压最高，VINMAX358V，输出电压最低，V0MIN48V时，CF取最大值/128MAXIN0MINDRLFINOPSFFVLC5102/3584150794842650F考虑到电解电容有寄生电阻ESR，这里选用两个47F的电解电感并联使用。本电源的最大输出电压为576V，可以选用电容耐压值为63V。436主功率管选择考虑到功率器件的开关速度和驱动电路的简洁，本电源选用IGBT作为功率开关管来构成全桥电路10。（1）额定电压整流滤波后的直流电压最大值为358V，可选用500V的耐压值。（2）额定电流A06329015TI综合上面对额定电压和额定电流的要求，功率开关管可以选用IRF840，其漏源电压为500V，最大漏源电流为8A。437输出整流二极管的选择本电源的开关频率为50KHZ，输出整流管选用快恢复二极管。1额定电压变压器副边是全波整流电路，加在整流管上的反向电压为VDR2VIN/N对于本电路而言，整流管上承受的最大反向电压为VDR2VINN23582358V。在整流开关时，有一定的电压振荡，因此需要考虑2倍的余量，可以选用720V的整流管。2额定电流全波整流电路中，在一个开关周期内，整流管的开关情况是当变压器副边有电压时，只有一个整流管导通；当变压器副边电压为零时，两个整流管同时导通，可近似认为它们流过的电流相等，即均为负载电流的一半。这样可以按下式来近似计算整流管的电流DRI22850185022D1I2MAXOMAX2O374A取2倍的安全系数。根据上面的计算，可以选用DSEI0608A快恢复二极管。438串联耦合电容的选择524251010710FSLNC52F439变压器的设计计算1计算总的视在功率WPOT30985216712V为两个二级管的管压降。根据变压器的视在功率选用铁基超微晶合金环行铁心ON805020，这种磁心工作磁通密度选取18T，铁心有效截面积21CM2。2原边匝数的确定1628105534EWONSPABTVN3副边匝数的确定6NPS4计算原边绕组裸线面积电流密度取J40A/MM，原边最大电流为55A，55/41375MM2，2XPA考虑趋肤效应原边采用06MM2的导线5