【自动化】基于apfc的单相pwm整流器的设计(02)

武汉理工大学毕业设计（论文）基于APFC的单相PWM整流器的设计学院（系）自动化学院专业班级电气1101班学生姓名朱阳指导教师黄亮学位论文原创性声明本人郑重声明所呈交的论文是本人在导师的指导下独立进行研究所取得的研究成果。除了文中特别加以标注引用的内容外，本论文不包括任何其他个人或集体已经发表或撰写的成果作品。本人完全意识到本声明的法律后果由本人承担。作者签名年月日学位论文版权使用授权书本学位论文作者完全了解学校有关保障、使用学位论文的规定，同意学校保留并向有关学位论文管理部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权省级优秀学士论文评选机构将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。本学位论文属于1、保密囗，在年解密后适用本授权书2、不保密囗。（请在以上相应方框内打“”）作者签名年月日导师签名年月日摘要主要分析了单相电压型PWM整流电路功率因素校正电路的工作原理和工作模式，功率因数校正采用的是高频开关工作方式。对比了PWM整流方案以及APFC整流方案的优劣，采用APFC进行控制。选取BOOST电路进行功率因素校正，其中控制方法采用的是电流滞环比较法，因硬件电路简单，属于实时控制，电流响应快，对负载的适应性强，由于不需要载波，所以输出电压不含特定频率的谐波分量。对硬件电路进行了选型了解了UC3854芯片的结构以及电路中主要参数的计算，确定了电流电压双闭环的结构可使PWM整流电路的输出直流电压得到有效的稳定值。同时也调节了交流侧电流的大小和相位，实现能量在交流侧和直流侧的双向流动，并使变流装置获得良好的功率因数。建立其MATLAB的仿真模型，验证了设计的正确性，实践上证明了采用APFC后，输出电压纹波降低了，实现功率因素的校正，对有源功率因素的调制有了一定的成果和展望。关键词PWM整流；功率因素校正；双闭环电路ABSTRACTMAINLYANALYZEDTHESINGLEPHASEVOLTAGESOURCEPWMRECTIFIERCIRCUITPOWERFACTORCORRECTIONCIRCUITWORKINGPRINCIPLEANDWORKINGMODEOFHIGHFREQUENCYSWITCHPOWERFACTORCORRECTIONISWORKSCOMPAREDTHEPWMRECTIFIERANDTHEPROSANDCONSOFAPFCRECTIFICATIONSCHEME,ADOPTINGAPFCCONTROLSELECTTHEBOOSTCIRCUITFORPOWERFACTORCORRECTION,INCLUDINGCONTROLMETHODUSESTHECURRENTHYSTERESISCOMPARISONMETHOD,BECAUSEOFSIMPLEHARDWARECIRCUIT,BELONGTOTHEREALTIMECONTROL,FASTCURRENTRESPONSE,STRONGADAPTABILITYTOLOAD,BECAUSEDONOTNEEDCARRIER,SOTHEOUTPUTVOLTAGEDOESNOTCONTAINTHESPECIFICFREQUENCYHARMONICCOMPONENTHARDWARECIRCUITFORTHESELECTIONOFUNDERSTANDINGTHESTRUCTUREANDTHECIRCUITOFUC3854CHIPSINTHECALCULATIONOFMAINPARAMETERS,DETERMINETHESTRUCTUREOFDOUBLECLOSEDLOOPCURRENTVOLTAGECANMAKETHEOUTPUTOFPWMRECTIFIERCIRCUITEFFECTIVELYTHESTABILITYOFTHEDCVOLTAGEVALUEALSOADJUSTTHEAMPLITUDEANDPHASEOFTHEACCURRENT,ACHIEVEINACSIDEANDDCSIDETWOWAYFLOWOFENERGY,ANDMAKETHEPOWERFACTOROFCONVERTERDEVICEFORGOODITSMATLABSIMULATIONMODELISESTABLISHEDTOVERIFYTHEVALIDITYOFTHEDESIGNANDPRACTICETOJUSTIFYINGTHEAFTERADOPTINGAPFC,REDUCESTHEOUTPUTVOLTAGERIPPLE,REALIZESTHEPOWERFACTORCORRECTION,MODULATIONOFACTIVEPOWERFACTORHADCERTAINACHIEVEMENTSANDPROSPECTSKEYWORDSSINGLEPHASEVOLTAGETYPEPWMPOWERFACTORCORRECTIONDOUBLECLOSEDLOOPCIRCUIT目录第1章绪论111课题研究的背景和意义112PWM整流与功率因素校正发展现状2121PWM整流技术2122功率因素校正技术413论文主要研究内容4第2章系统方案的设计621单相桥式整流方案622升压式BOOSTAPFC整流电路823方案的比较与选择924本章小结9第3章硬件电路的设计1031功率因素校正电路的设计1032UC3854芯片的选择及简介1033UC3854引脚功能概述1134电路主要参数的设计1335本章小结14第4章控制电路的设计1541几种控制策略的比较15411平均电流型16412滞环电流型1742双闭环结构的设计17421电流环路的设计17422电压环路的设计1843本章小结18第5章MATLAB仿真实验1951仿真模型的搭建19511选取器件19512主封装图以及各子系统2052仿真参数与波形2153仿真结论2354本章小结23第6章总结与展望24参考文献25致谢26第1章绪论11课题研究的背景和意义电能是当今最重要的能源形式，使用最方便，适用范围非常广，并且是清洁无污染的。电能变换则是用电之门，是用好电的必由之路。供人类使用的电能都是通过一些方法生产或收集得来的，发电站是交流电网的源头。直接从电网或电池汲取的电能在某种意义上都是“粗电”。在大多数情况下，使用这些“粗电”都不能尽如人意，譬如电网上的电就不一定好使，需要稳压器等对电网的“粗电”进行整合和修补，相应的电力电子技术应运而生蓬勃发展。目前在各个领域实际应用的整流电路几乎都是晶闸管相控整流电路或二极管整流电路。据我们对晶闸管整流电路的学习理解，晶闸管相控整流电路的输入电流滞后于电压，其滞后角度随着触发延迟角的增大而增大，位移因数也随之降低。同时，输入电流中谐波分量也相当大，因此功率因素很低。二极管整流电路虽然位移因数接近1，但输入电流中谐波分量很大，所以功率因数也很低。如前所述，PWM控制技术首先是在直流斩波电路和逆变电路中发展起来的。随着IGBT为代表的全控型器件的不断进步，在逆变电路中采用的PWM控制技术已相当成熟。目前，SPWM控制技术已在交流调速用变频器和不间断电源中获得了广泛的应用。1把逆变电路中的SPWM控制技术用于整流电路，就形成了PWM整流电路。通过对PWM整流电路的适当控制，可以使输入电流非常接近正弦波，且和输入电压同相位，功率因数近似为1。基于APFC高频PWM单相整流器不仅实现了开关电源的高功率因数校正，减小开关电源对电网的无功污染和谐波污染，同时增加了整流器的转换效率，降低线路损耗、节约能源。因其有良好的输入输出特性基于APFC高频PWM单相整流器有着广泛的应用市场。PWM控制技术是在电力电子领域有着广泛的应用，并对电力电子技术产生了十分深远影响的一门技术。PWM控制技术在晶闸管时代就已经产生，但是为了使晶闸管通断要付出很大的代价，因而难以得到广泛应用。以IGBT，电力MOSFET等为代表的全控型器件的不断完善给PWM控制技术提供了强大的物质基础，推动了这项技术的迅猛发展，使它应用到整流，逆变，直直，交交的所有四大类变流电路中13。目前，电力电子产品较好地满足了我国的市场需求，但新型电力电子半导体器件仍需依靠进口。专家评估认为，与发达国家相比，我国在应用基础研究深度方面的差距至少为510年；在电源产品的质量、可靠性、开发投入、生产规模、工艺水平、先进检测设备、工人素质、持续创新能力和公司体制等综合实力方面的差距约为1015年；特别是对电源产品和装置性能有极其重要影响的新型场控器件的芯片制造技术，目前还处于非常落后的状态14。展望21世纪电力电子产业或电源产业的发展趋势，其动向就是围绕提高效率、提高性能、消除电力公害、减少电磁干扰和电噪声进行不懈的研究。为此，我国电力电子行业未来几年开展研究的重点领域应是进一步提高电能变换效率，降低待机损耗；避免电力公害，尽量减少网侧电流谐波，并使网侧功率因数接近1；提高电源装置和系统的电磁兼容性；降低电噪声；通过实施高频化、元件小型化和先进工艺，实现产品的小型化和轻量化。因此本课题的研究具有重大的意义2。12PWM整流与功率因素校正发展现状121PWM整流技术PWM的全称是PULSEWIDTHMODULATION（脉冲宽度调制），它是通过改变输出方波的占空比来改变等效的输出电压。广泛地用于电动机调速和阀门控制，比如我们现在的电动车电机调速就是使用这种方式。SPWMSINUSOIDALPWM法是一种比较成熟的，目前使用较广泛的PWM法。前面提到的采样控制理论中的一个重要结论冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。SPWM法就是以该结论为理论基础，用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆变电路中开关器件的通断，使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值。FTTTOABCDTOTOTOFTFTFT图11形状不同而冲量相同的各种窄脉冲在采样控制理论中有一个重要结论冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量即指窄脉冲的面积。这里所说的效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。如果把各输出波形用傅里叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异，例如图A、B、C所示的三个窄脉冲形状不同。其中如11A为矩形脉冲，图11B为三角形脉冲，图11C为正弦半波脉冲，但它们的面积都等于1，那么，当它们分别加在具有惯性的同一个环节上时，其输出响应基本相同。当窄脉冲变为图11D的单位脉冲函数T时，环节的响应即为该环节的脉冲过渡函数15。图12A的电路是一个具体的例子。图中ET为电压窄脉冲，其形状和面积分别如图12A、B、C、D所示，为电路的输入。该输入加在可以看出惯性环节的RL电路上，设其电路IT为电路的输出，图12B给出了不同的窄脉冲时IT的波形。从波形可以看出，在IT的上升段，脉冲形状不同时IT的形状也略有不同，但其下降段则几乎相同。脉冲越窄，个IT波形的差异也越小。如果周期性地加上述脉冲，则响应IT也是周期性的用傅里叶级数分解后将可看出。AOBTBDCAITITET图12冲量相同的各种窄脉冲的响应波形各IT在低频段的特性将非常接近，仅在高频段有所不同。上述原理可以称之为面积等效原理，它是PWM控制技术的重要理论基础。下面分析如何用一系列等副不等宽的脉冲来代替一个正弦波。把图13的正弦波分成N等份，就可以把正弦半波看成是有N个彼此相连的脉冲序列所组成的波形。这些脉冲宽度相等，都等于/N，且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化。如果把上述脉冲序列利用相同数量的等副而不等宽的矩形脉冲代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦波部分的中点重合，且使矩形脉冲相应的正弦波部分面积相等，就得到图B所示的脉冲序列。这就是PWM波形。可以看出，个脉冲的幅值相等，而宽度是按正弦波规律变换的。根据面积等效原理，PWM波形和正弦半波是等效的。对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得到PWM波形。像这种脉冲的宽度按正弦波规律变化和正弦波等效的PWM波形，也称为SPWM波形。TOUAB图63OUT图13PWM波代替正弦波要改变等效输出正弦波的幅值时，只要按照同一比例系数改变上述各脉冲的宽度即可。PWM波形可分为等幅PWM波河不等幅PWM波两种。由直流电源产生的PWM波通常是等幅PWM波。如直流斩波电路。其PWM波都是又直流源产生的，由于直流源电源幅值基本恒定，因此PWM波是等幅的。不管什么PWM波，都是基于面积等效原理来进行控制的，因此其本质是相同的3。122功率因素校正技术功率因数校正的一般方法无源功率因数校正利用电感、电容和电阻的组合设计构成的滤波电路，可滤除某一次或多次谐波，最普通易于采用的无源滤波器结构是将电感与电容串联，可对主要次谐波（3、5、7）构成低阻抗旁路；无源滤波器具有结构简单、成本低、运行可靠性较高、EMI小等优点；主要缺点是尺寸、质量大，那一得到接近1的功率因数（一般可提高到0809），工作性能与频率、负载变化及输入电压变化有关，电感和电容之间充放电电流较大等4。有源功率因数校正采用电流反馈，使输入端电流波形跟踪交流输入正弦电压波形，可以使输入端电流波形接近正弦。从而使输入电流的THD小于10，功率因数可提高到099或更高。由于这个方案中应用了有源器件，故称之为有源功率因数校正，简称APFC。它的优点是可以得到较高的输入功率因数；THD小；可在较宽的输入电压范围和宽频带下工作；体积、质量小；输出电压也可保持恒定。缺点是电路复杂、MTBF下降、成本高、EMI高、效率有所降低5。13论文主要研究内容本论文主要以实现高功率因素整流为目的，对单相PWM整流器的设计进行了研究，对比了单相电压型桥式整流方案以及APFC整流方案的比较，并设计有源功率因素整定的控制电路，进一步提高功率因素。本论文的具体工作安排如下第二章，PWM整流器总体设计。对设计任务的要求进行了分析，对比了单相电压型桥式整流方案与APFC整流方案，确定了设计的整体布局，主电路拓扑，设计了初步的整流方案。第三章，硬件电路的设计。根据第二章节的前续分析所确立的APFC的整体结构框图，进行了硬件电路的设计，了解介绍了UC3854芯片的功能，完成了对有源功率因素校正电路的设计，并对所设计电路中主要的参数进行了计算。第四章，控制电路的设计。对于多种控制策略的优缺点进行了比较，重点分析了平均电流法和滞环电流法的原理与控制过程。对滞环电流法进行了选择。第五章，MATLAB仿真实验。对所设计的APFC整流电路进行了仿真模型的构建，对仿真电路中各器件的参数进行了调制和运行。观察了仿真波形，对仿真的结果进行了分析。第六章，总结与展望。对论文所做的工作进行了概括总结，指出其中存在的不足。展望课题继续研究的努力方向，及待完善的工作。第2章系统方案的设计设计要求要求研究一款单相可控的PWM整流器，输入为220V交流电，经APFC可控整流后输出400V电压，功率为6KW，采用基于MOS管的可控PWM整流技术，具备APFC算法，使该整流器功率因素达到9999以上。根据设计要求，需设计电路实现整流功能，并实现有源功率因素的整定，对此设计要求及对整体的电路结构提出以下两种思路进行比较；单相桥式整流电路方案思路以及APFC（BOOST升压）整流电路方案思路。21单相桥式整流方案ULUG1UG3UG2UG4CRUL图21单相电压型全桥式整流电路的主电路单相电压型全桥式整流电路的主电路如图21所示，左边为输入交流电压220V，L为输入侧的电感，它的主要作用是滤掉输入侧的电流谐波；桥壁为4只MOS管，采用给定取反的控制电压实现整流功能，C为储能电容器，C的容量足够大，负载R上的能量由C充放电维持。整流器全桥交流电压检测移相器正弦波发生器驱动电路PWM比较器反馈电路直流参考电压三角波发生器变频器U1LCRURUCRFFUEUFVL图22单相电压型全桥式整流电路的控制电路的方框图在图22中，UR为正弦波电压，其频率FR等于输入电压频率F50HZ。UC为三角波电压，其频率FCKFRK为频率比，幅值UCM其中M为调制比。UC与UR的相位差R为这里的相位差为初始相位差。UR和UC在PWM比较器进行比较，按照规定的时序提供整流器全桥电路所需要的触发脉冲控制MOS管，使整流电路工作在整流状态。在控制电路中，除PWM比较器外，关键部分为UR和UC的产生。UR的产生UR是电网电压U1同频率的正弦波，这就决定了UR受控于U1。在设计图纸中，输入电压U1经交流电压检测电路和移相器进行幅值变换和产生相移后，输送到正弦波发生器的一个输入端。输出的直流电压的反馈电压UF和直流参考电压V1比较后，得到误差电压UE，UE反应了输出直流电压UL的波动。UE输送到正弦波发生器的另一输入端。正弦波发生器的输出UR的幅值和相位满足调制比M和相移的要求。UC的产生UC为三角波或锯齿波，其频率FCKFRKF，幅值固定为UCM，UC的初始相位角超前于UR的角度为。为满足上述要求，将输入电压U1的MR频率F经变频器变换为KF，此信号作为三角波发生器的时钟脉冲，三角波发生器的输出UC的频率即为FCKFR。由于UR滞后于U1D的相位角，则UC超前于UR的相位角为6。22升压式BOOSTAPFC整流电路UV1V2V3V4LUGV5CR图23BOOSTAPFC整流电路主电路在MOS管导通时，输入电压通过整流桥给电感充电，能量储存在电感线圈中。此时电容C经过负载放电，R上的电压即为输出电压，上正下负，由于二极管的作用，电容不能通过MOS管放电。在MOS管关断时，L中的磁场改变电感线圈L两端的电压。此时输出电压为整流后电压加上电感电压的和，由于这两个电压极性相同，使得输出电压高于整流后电压，形成升压形式。电压调节器直流参考电压直流电压检测三角波发生器SPWM比较器电流调节器乘法器交流电压检测交流电流检测驱动电路URUCUFLMOSRGCRU图24升压式APFC整流电路的控制电路方框图图24的主要功能为（1）通过检测和跟踪输入电流实现输入电流的近似正弦化，达到电网一侧单位功率因数。（2）通过检测和跟踪输出直流电压的波动，实时调节输出直流电压，达到输出直流电压的稳定。以上功能的实现是依靠改变调制电压UR的幅值即改变调制比M来达到的7。23方案的比较与选择PWM整流器具有双向传输功能，能有效的实现输入电流的整形。目前，个人计算机和家用电器的高速发展，需要小功率电源，若采用具有双向传输功能的PWM整流器，会增加个人计算机和家用电器的造价。为适应这种要求，APFC电路不经能实现输出直流电压的调节，还能实现电网一侧单位功率因数。对比上述的两种方案。单相PWM全控整流需控制4个MOS管的通断以实现整流功能，控制电路复杂。而APFC整流方案，需控制1个MOS管的控制，控制电路较简单，基于以上各种电路结构的特点分析可知，考虑到变频设备的功率范围在6KW的应用场合，选择工作于连续调制模式下的升压式APFC电路来实现较为适合。它具有以下优点电路中的电感L适用于电流型控制；由于升压型APFC的预调整作用在输出电容C上保持高电压，所以电容C的体积小、储能大；在整个交流输入电压变化范围内能保持很高的功率因数；输入电流连续，并且在APFC开关瞬间输入电流小，易于EMI滤波；升压电感L能阻止电压、电流的瞬变，提高了电路的可靠性。24本章小结本章节主要根据设计要求，比较了两种整流电路方案的主电路拓扑以及整体设计的方案图，根据两种方案的原理结构以及设计要求的工作环境，确定了升压式APFC整流电路方案，对主电路进行了选择，明确了设计电路的结构框图，为细化的设计整流电路进行了整体布局。今后的工作可以精化到各个板块的设计，主要在于MOSFET管的驱动部分的设计，反馈环节以及控制策略的选择。第3章硬件电路的设计31功率因素校正电路的设计在具体的电路设计中，控制芯片选用UC3854，这是UNITRODE公司生产的一款高功率因数校正集成控制电路芯片，它的峰值开关电流近似等于输入电流，对瞬态噪声的响应极小，是一款理想的APFC控制芯片。下面给出由UC3854构成的有源功率因数校正电路框图，如图31所示。UC3854220VACL1RSSDCR电压检测VCC电流检测同步信号图31UC3854有源功率因数校正电路框图32UC3854芯片的选择及简介利用UC3854构成的有源功率因数校正电路可以实现功率因数校正功能，减小交流输入市电电流的谐波畸变。UC3854芯片结构包括电压放大器VA、模拟乘法器/除法器M、电流放大器CA和固有频率脉宽调制器PWM、功率MOS管的门极驱动器、75V基准电压1误差，以及软启动、输入电压前馈、输入电压钳位和过电流保护的比较器等。UC3854利用平均电流控制技术来实现恒频电流控制，具有工作稳定性好和畸变小的优点。不像电流峰值性控制，利用平均电流型控制技术可以在不采用谐波补偿的前提条件下，使交流市电输入电流波形为正弦波，并且抗干扰能力强。UC3854的高基准电压值和高幅值的振荡波形提高了它的抗干扰能力，而快速PWM控制电路可以使它的工作频率高于200KHZ，UC3854可应用于交流输入供电电压范围为75275V、电源的供电频率范围为50400HZ的有源功率因数校正场合，由于UC3854的工作电流小，所以简化了UC3854的供电电路部分的设计。UC3854的引脚图和内部框图如图32和图33所示8。GNDPKLMCAOMOUTIACVAOVRMSGTDRVVCCCTSSRSETVSENSEVREF图32UC3854的引脚图图33UC3854的内部图33UC3854引脚功能概述GND所有的电压测量都以地电平GND脚为参考基准。供电脚VCC和基准电压脚REF均应接一只。PKLMT即峰值电流限制脚。它的门限电平应为零值001V。经该脚接入的负电压加到图中电流检测电阻器上。用一个电阻器由2脚接REF脚，以补偿负极性电流检测信号，使之升到GND地电平。CAOUT电流放大输出脚。该脚是宽频带工作放大器的输出端，它检测电网电流，并控制脉宽调制器PWM来校正电流波形。该输出脚的振幅可接近地电平，当必要时允许PWM实现零占空比。ISENSE即电流检测负号端。该脚是电流放大器的反相输入端。该脚同非反相输入的乘法器输出，维持功能直到零值或低于地电平。引脚电压应高于05V。MULTOUT即乘法器输出端和电流检测器正输入端。模拟乘法器的输出端和电流放大器的非反相输入端，被连接在一起作为MULTOUT脚。由于乘法器的输出是一个电流值，它作为一个高阻抗输入与ISENSE脚相似，所以电流放大器构成差分放大器以抑制地线噪声。IAC交流电流输入端。该脚输入到模拟乘法器的是一个电流。从该电流IAC脚输入到MULTOUT端，乘法器被制成很低的失真，所以该脚只是乘法器的输入端，应用时检测电网电压。引脚的设定电压为6V。VAOUT放大器输出。该脚是调节输出电压的工作放大器输出端。像电流放大器那样，若IC因ENA或VCC失效，电压放大器将停止工作。也就是说，由于瞬时的失效周期，跨接在放大器的大反馈电容器将停止充电。电压放大器的输出电平低于1V时，将禁止乘法器输出。电压放大器的输出端在IC内部被限制在58V左右，以防止过冲。VRMS电网电压有效值。升压PWM的输出值是与输入电压成比例的。所以当输入低带宽升压PWM电压调节器的电网电压变化时，其输出将立刻变化，并缓慢的恢复到调节电平。若器件接的电压与输入的电网电压有效值成正比，那么VRMS输入就能补偿电网电压的变化。当最佳控制时,VRMS应停留在1535V之间。VREF电压基准输出。VREF是一个精确值为75V的电压基准输出。该输出脚能提供10MA给外围电路，并在IC内部受短路电流的限制。当VCC是低电平或者当ENA为低电平时，VREF则失效，并维持在0V值。为了有良好的稳定性，应当用一只01UF或更大的陶瓷电容将VREF对地旁路。ENA使能控制端。ENA是一个逻辑输入，为PWM输出电压基准和振荡器的使能控制端。ENA还能解除软启动箝位，允许SS脚升高电压。当该脚不用时，应把ENA接到5V电源上，或者用一只22K电阻器拉高其电位。ENA并非指定用于高速关闭去PWM输出。VSENSE是电压放大器的反相输入端。该脚通常接反馈网路，并经一个分压器网络接到升压变换器输出。RSET是振荡器充电电流和乘法器限制设置端。将一只电阻器从RSET接到地，将调节振荡器的充电电流，并让乘法器输出为最大。乘法器输出电流在RSET接地的电阻分压器上的电压值不会超过375V。SS软启动。当IC无效或VCC太低时，SS将维持在地电平。当VCC和IC均正常有效时，SS脚电压将被IC内部一个14A的电流源提高超过8V。若SS低于REF，SS充当电压放大器的基准输入。用一只大电容器接SS脚到地，电压调节放大器大的基准电压将缓慢升高，并将缓慢地减小PWM的占空比。万一发出禁止指令或电源跌落，SS将快速放电到地并使PWM无效。CT振荡器定时电容器。从CT脚接地的电容器将设置振荡器的频率，它按如下关系式计算TSECRF251VCC正极性电源电压。在正常工作时接电源VCC的稳定电流至少为20MA，高于17V。在VCC脚也接旁路电容接地，用于吸收对外部MOSFET栅极电容充电时产生的电源电流尖峰。为了防止不适当的栅极驱动信号，IC将阻断输出，直到VCC高于欠压锁定门限并维持在高于较低的门限电平。GTDRVPWM输出是一个图腾柱式MOSFET栅极驱动器GTDRV信号。该输出被IC内部箝位在15V，所以IC可工作在VCC高于35V电压值。采用最小为的栅极串联电阻器，可防止栅极阻抗与栅极驱动器输出之间的互相作用影响，它会引起GTDRV输出过冲太大。当驱动容性负载时，某些输出的过冲总是会出现的9。34电路主要参数的设计电阻RSET的选择振荡器的输出和乘法器的最大输出调节电阻RSET由于RSET直接影响到UC3854中乘法器输出电流的最大值，且乘法器输出电流不能超过乘法器的前馈交流输入电流的2倍，综合考虑后选取RSET15K。开关频率的选择开关频率高可以减小APFC电路的结构尺寸，提高功率密度，减小失真；但频率太高会增大开关损耗，影响效率。在大多数应用中，20300KHZ的开关频率是一个较好的范围。本设计中开关频率选择为100KHZ，这样电感量的大小合理，尖峰失真小，电感的物理尺寸小，MOSFET和BOOST二极管上的功率耗损也不会过多。BOOST电感的计算先求每个开关周期内电感初始电流等于输出电流时的对应电感的电感量，当电感小于此值时输出纹波会随电感量的增加而变化明显，而当电感量大于此值LX时输出纹波随电感量变化的影响几乎不再变小，由于增加电感量可以减小磁滞损耗，另外考虑输入波动等其他方面的影响取L60UH。输出电容的选择输出滤波电容C起滤波和平滑输出直流电压，减小其脉动的作用。输出电容的大小和开关频率、纹波电流、二次谐波电流、输出直流电压、输出纹波电压、功率及输出保持时间有关。电容一般要采用低损耗，高纹波电流型的电解电容，容值C取200UF。开关管的选择由于开关频率大于20KHZ，所以选MOS管。对MOS主要关心的是导通损耗，应选导通电阻小的MOS管。开关管的额定电流必须大于电感上电流的最大峰值，并留有一定的裕度。因此选择IRFP460，UDSS500V，RDSON027，ID20A。升压二极管的选择选反向恢复时间小，高频快速恢复二极管。二极管的额定电流必须大于电感上电流的最大峰值，并留有一定的裕度。因此选择APT30S60B，30A600V，反向恢复时间25NS。35本章小结本章节主要工作为对硬件电路的设计，主要工作对APFC整流电路的MOSFET的驱动电路的设计，有源功率因数校正电路的设计，硬件方面选择了UC3854芯片以及主电路元器件的参数，对UC3854芯片进行了介绍，对主要电路元件的参数进行了理论计算和选择。第4章控制电路的设计41几种控制策略的比较有源功率因数校正APFC法，就是在整流器和负载之间接一个DCDC变换器，应用电流反馈技术，使输入端电流波形跟踪交流输入正弦波形，从而把功率因数提高到099更高。由于有源功率因数校正电路结构模式有若干种，需要进行比较后确定一种结构。根据输入电流的控制原理分平均电流型如ML4832、UC3854，工作频率恒定，采用连续调制模式CCM。这种控制方式的优点是恒频控制；工作在电感电流连续状态，开关管电流有效值小、EMI滤波器体积小；能抑制开关噪声；输入电流波形失真小。主要缺点是控制电路复杂；须用乘法器和除法器；须检测电感电流；需电流控制环路。滞后电流型如CS3810，工作频率可变，电流达到滞后带内发生功率开关通与断操作，使输入电流上升、下降。电流波形平均值取决于电感输入电流。峰值电流型如ML4831、MC34262，工作频率可变，采用不连续调制模式DCM。DCM采用跟随器方法具有电路简单、易于实现的优点，主要缺点是功率因数和输入电压与输出电压的比值有关，即当输入电压变化时，功率因数PF值也将发生变化，同时输入电流波形随输入电压与输出电压的比值的加大而总谐波失真系数变大；开关管的峰值电流大在相同容量情况下，DCM中通过开关器件的峰值电流为CCM的两倍，从而导致开关管损耗增加。所以在大功率APFC电路中，常采用CCM方式。电压跟踪控制型如ML4813、SG3561，工作频率固定，采用不连续调制模式10。411平均电流型图41用平均电流控制的BOOSTPFC电路原理图其工作原理的实质是借助功率开关管有规律的通断，通过整流桥将电源短路，使得电感L不断地储存能量，并且将全部储能或者部分储能释放到直流侧的电解电容C0，目标是获得与电源电压同步的正弦输入电流波形和稳定的直流输出电压。控制方式采取双环控制，“外环”电压环和“内环”电流环。乘法器负责将电压误差放大器输出、输入电压参考波形与电源电压有效值二次方的倒数相乘，得到综合的电流参考信号。电源电压有效值二次方的倒数可以用来调节输入电压范围，以满足宽范围电压供电的要求。电压闭环负责将给定电压与实际电压进行误差放大，目标是维持输出电压稳定。电流闭环负责将电流参考信号与实际检测电流信号相比较后进行PI调节，并产生最终控制信号，与三角载波比较后得到实际PWM信号，驱动功率开关管，RS为检测电流用低阻值无感电阻，流过它的电流即升压电感L的电流，作为电流闭环PI调节器的一个输入。电感L的电流经过输入电容C的吸收之后得到纹波电流比较低的正弦输入电流，且与输入电压同步11。412滞环电流型UIDCLQRULUOUDIIIL1/UM乘法器PIUDUDUOILUOIL电压外环电流内环IL图42滞环比较法控制的原理框图基本原理是电压外环的任务是得到可以实现控制目标的电感电流指令值IL,给定输出电压UO减去测量到的实际输出电压UO的差值，经PI调节器后输出电感电流的幅值指令IL，测量到的整流桥出口电压UD除以其幅值UM后，可以得到表示UD波形的量UD，UD为幅值为1的正弦波，相位与UD相同，IL与UD相乘，便可以得到电感电流的指令值IL。IL为与UD同相位的正弦半波电流，其幅值可控制直流电压UO的大小。电流内环的任务是通过控制开关管Q的通断，使实际的电感电流IL跟踪其指令值IL。此处采用滞环控制方法。根据电感电流的公式，当Q导通是电感电流增大，二当Q关断时电感电流减小。令IL减去IL。若差值ILMIN（ILMIN0），则令Q关断，以减小IL。通过滞环控制，可以保证实际的电感电流IL在其指令值IL附近波动，波动的大小与滞环宽度有个，即与设定的ILMAX和ILMIN有关12。42双闭环结构的设计421电流环路的设计电流环开环为一阶积分系统，应有尽可能高的低频增益以减小稳态误差；为使系统稳定地运行，必须对电流环路进行补偿；电流调节器的零点必须处于或小于最大截止频率，此时系统刚好有45的相角裕量；为了消除系统在开关频率处对噪声的敏感，应在电流调节器中引入一个极点，极点的频率为1/2开关频率，当极点频率大于1/2开关频率时，极点就不会对电流环路的频率响应产生影响；开关频率处应呈现衰减特性，以消除环路中的开关噪声；环路应有尽可能高的穿越频率，以实现快速跟随；环路应有足够的稳定裕量，使电路具有强鲁棒性。422电压环路的设计为了电路稳定地工作，必须对电压控制环进行补偿，但因为电压控制环路的带宽比开关频率要小，所以对电压控制环路的要求，主要是为了保证输入失真最小。首先，环路的带宽必须足够低，以衰减输出电容上电网频率的二次谐波，保证输入电流的调制量较小；其次，电压误差放大器必须有足够的相移，使得调制出的信号能够与输入电压保持同相，从而获得较高的功率因数。电压环开环为一阶积分系统。为了减少二次谐波电流引起的失真，电压误差放大器须引入一个极点进行补偿，以减小谐波电压的幅度并提供90的相移。43本章小结本章节主要工作为对于MOSFET的控制策略的选择设计，对比了多种控制方式的优缺点，重点为对平均电流法以及滞环电流法的原理比较，以及对于滞环方案中的双闭环系统中的电压环电流环的设计。第5章MATLAB仿真实验51仿真模型的搭建511选取器件在SIMULIK中的SIMPOWERSYSTEMS中选取以下仿真器件PIDCONTROL（PID调节器）、RELAY（滞环比较器）、单相AC电压源、电流和电压测量表、UNIVERSALBRIDGE（通用桥电路）、MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）、DIODE（电力二极管）、GAIN（滤波器）、SERIESRLCRRANCH（RLC器件）、PRODUCT（乘法器）、CONSTANT（常数）、SCOPE（示波器）、DIVIDE除法器、POWERGUI（仿真的工作环境）、DISPLAY（显示器）、DISCRETEMEANVALUE（离散平均值测量器）、ACTIVEREACTIVEPOWER（功率测量器），得到如图41所示的仿真电路图。图51MATLAB整流电路仿真电路图512主封装图以及各子系统图52主电路封装图图53SUBSYSTEM图54SUBSYSTEM1图55SUBSYSTEM2仿真模型的设计图52为构建的BOOST型的（APFC）的总体结构框图，其中，220V50HZ的交流电，经过通用整流桥实现整流过程，后面为BOOST型的（APFC）整形电路，采用为，电压电流的双闭环的结构，根据电流滞环控制的方式控制MOSFET管，其中，电压环为恒定输出电压，电流内环通过滞环控制跟踪输入电压的相位，实现有源功率因数的校正，整体结构中包括几个子系统模块。图53为有功功率因素计算的模块，通过MATLAB的一些数学功能计算PF的值；图54为驱动MOSFET的控制环节，通过反馈电压信号，PID调节器，加法器，乘法器，滞环结构等功能模块搭建；图55以MOSFET为基础的BOOST电路基本结构，由MOSFET管，升压电感和二极管构建成。52仿真参数与波形输入电压（网侧电压）有效值为220V，频率为50HZ；输出电压指令UO为400V电感L6MH，电容C320UF负载电阻R160在二极管整流桥中，RS1E6F，CS1E6F，RON0，VF0；开关管Q采用MOSFET，RON0001，LON0。RD001，VF0，IC0，RS1E5，CSINF；BOOST电路中二极管参数，RON0001，LON0，VF08V，IC0，RS500，CS250E9F。图56输出电压UO的仿真图57UI和II的仿真波形0005010150202503035040450500102030405060708091PF图58功率因素PF仿真波形仿真波形的分析通过所搭建的MATALB的仿真模型的仿真结果，图56为输出电压的波形，可以看出整流后的电压为基本稳定的400V左右，含有比较明显的纹波分量；图57为有功功率因数校正后的电压电流波形，显然可以看出在采取APFC校正后，电流波形跟踪电压波形基本实现了同相位，具有较高的功率因数；图58为有功功率因数的仿真波形图，更加直观的体现了APFC校正后较高的功率因数。53仿真结论根据UD和IL的仿真波形如图所示从波形可以看出UD和IL的相位角大致相同，可见控制的效果很好，这满足控制器实现网侧电流正弦化，且功率因素为近似1的要求；而达到了APFC的目的，从功率因素的仿真波形也可以看出，达到了设计效果。54本章小结本章节主要工作为搭建了MATALB的仿真模型，根据构建的电路模型对所设计的APFC整流电路进行仿真，并对仿真波形的结果进行了分析，由仿真波形的结果可以看出，该电路的设计基本达到了设计要求，实现了电压电流的同相位，实现了较高有功功率因数的整定。第6章总结与展望本文所做的重要工作主要是对电力电子中整流电路的基础部分进行了研究，对PWM整流以及APFC整流技术进行了研究，在学习中，主要对两种整流方案的设计及其控制进行了了解比较，对于APFC方案的设计中，主要是APFC整体电路的设计布局；MOS管驱动电路的设计，即电流滞环比较法控制系统的研究；最后以及MATLAB仿