【自动化】蓄电池并网发电系统前级dc-dc的研制

摘要目前，集成PWM开关电源已在通讯、电子计算机等领域获得了广泛应用。为适应便携式电子产品对电源提出的性能要求，开关电源必须以高效率、高精度、小体积为主要方向发展。采用平均电流控制的PWM开关电源具有比较高的控制精度，与其它采用电压、电流双闭环控制的开关电源一样，需要采取措施保证系统的稳定性，并在稳定性和瞬态特性之间进行折中20。本文从系统的重要传递函数分析入手，探讨如何设计一个能稳定工作，并保持瞬态响应足够快的基于平均电流控制的PWM降压开关电源系统。具体设计流程为首先推导出工作于CCM下降压开关电源功率级的主要传递函数，建立起适用于该系统的完整的复频域框图，最后，通过SIMULINK的建模、分析，完成系统级设计1。为验证系统设计的结果，本文采用ESMCH06UM工艺，对控制电路的主要模块进行了电路设计，并由这些模块构建起系统。HSPICE仿真结果表明，该系统能稳定运行，并满足设计指标的要求。关键词开关电源；电压控制模式；电流控制模式；补偿网络；仿真ABSTRACTINTEGRATEDPWMSWITCHINGPOWERSUPPLIESHAVEBEENWIDELYUSEDINCOMMUNICATIONSYSTEMS，COMPUTERS，ETCMOTIVATEDBYPORTABLEAPPLICATIONSTHATDEMANDHIGHPERFORMANCE，SWITCHINGPOWERSUPPLIESAREDEVELOPEDMAINLYAIMINGTOHIGHEFFICIENCY，HIGHPRECISIONANDSMALLSIZEWITHHIGHPRECISION，AVERAGECURRENTMODECONTROLLEDPWMDCDCCONVERTERSNEEDMEASURESTOGUARANTEESTABLEOPERATION，WHICHMEANSTOTRADEOFFBETWEENSTABILITYANDQUICKTRANSITIONRESPONSE，ASOTHERCURRENTCONTROLLEDONESTHISARTICLERESEARCHESONHOWTODESIGNASTABLEACMPWMBUCKCONVERTERWITHQUICKTRANSITIONRESPONSETHROUGHANALYZINGMAINTRANSFERFUNCTIONSOFTHESYSTEMDESIGNPROCEDUREISASBELOWTHEFIRSTSTEPISTODERIVEMAINTRANSFERFUNCTIONSOFPOWERSTAGE；ANDTHENTOSETUPACOMPLETESMALLSIGNALMODELINCOMPLEXFREQUENCYDOMAIN；FIILALLY，TOACCOMPLISHSYSTEMATICDESIGNAPPLYINGSIMULINKSEVERALMAINBLOCKSINCONTROLCIRCUITSAREIMPLEMENTEDINCSMCHO6UMSTANDARDCMOSPROCESSACCORDINGTOHSPICESIMULATIONRESUK，THESYSTEMOPERATIONSTABLYWITLIOTHERPERFORMANCEREQUIREDKEYWORDSSWITCHINGPOWERSUPPLIESAVERAGECURRENTMODEMODELINGSYSTEMATICDES目录1绪论11本文的研究背景及意义寻求新型能源、实现洁净无污染且可再生发电，是人类社会持续健康发展的迫切需求。在过去的几十年中，新型能源如太阳能、风能、核能、燃料电池等的开发取得了显著成就。作为可再生能源的一种，太阳能具有资源丰富、开发方便、清洁无污染等优点，光伏发电作为太阳能发电的主要应用形式，已成为一种重要的分布式发电技术11。光伏发电受光照和温度等外界条件的影响较大，其功率输出具有较强的波动性与间歇性，给电能质量和电网调度带来了很大的挑战，因此实际中通常配备一定的储能装置组成光伏蓄电池混合发电系统，改善系统动态和静态特性特性。对电力用户而言，光伏蓄电池混合发电系统保证光伏电池在负荷波动较快和较大的情况下运行在稳定的输出水平，改善输出电压和系统频率，提高用户电能质量；对电网企业而言，原先不可调度的分布式发电作为可调度机组单元运行，有利于电网调度管理；对可再生能源发电企业而言，其自身有义务对自身输出功率作出预测，并提前通知电网公司。如果预测误差较大，将会受到处罚，所以发电企业可以通过配置一定形式和容量的储能，保证实际输出功率值与上报的功率预测值吻合，提高发电企业经济效益。太阳能蓄电池并网发电系统涉及的控制主要包括最大功率点跟踪、光伏电池升压控制、蓄电池充放电控制和逆变器控制，本文主要研究并网发电系统前级升压DCDC的变换。为使后级逆变器能顺利并网,在两级的发电系统中需要有一级升压的DCDC变换装置用来为后级的逆变环节提升电压；并在较宽的燃料电池输出范围内保持逆变环节输入电压的稳定，满足并网要求。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成4。它经过开关调整管、开关变压器、稳压控制电路、激励脉冲产生电路对直流电压进行DCDC开关变换，产生各种所需的稳定直流电压输出。12国内外研究现状由于受本国能源的限制，日本政府非常重视可再生能源如风能和太阳能的利用，其希望能够加大各种可再生能源在本国能源结构中的比例，以减少对化石能源的依赖。但这些可再生能源的间歇性所造成的功率波动降低了其输出的电能质量和供电可靠性。而太阳能蓄电池并网发电系统能够整合各种分布式电源的优势，通过储能装置实现能量输出与负载之间的功率平衡。近年来，蓄电池技术不断发展，产品日臻成熟17。起动电池结构逐步优化升级，免维护蓄电池广泛使用、仍然是民用交通运输装备的重要电源装置，为我国成为世界主要汽车生产国起到重要支撑作用。经过20多年的发展，免维护和密封蓄电池技术进步取得了巨大成就，使蓄电池不仅在交通运输、军事国防等传统领域得到广泛应用，而且被广泛应用与太阳能光伏发电、风力发电、通信电源、电力变配电系统、铁路、船舶通讯、起动、照明电源、UPS电源中。技术进步推动了蓄电池行业的快速发展，使其成为新兴的朝阳产业之一。目前，美国几家高级DC/DC制造商已经在高功率密度的DC/DC中使用了小型微处理器的技术。首先它可以取代很多模拟电路，减少了模拟元件的数量，它可以取代窗口比较器、检测器、锁存器等完成电源的起动、过压保护、欠压锁定、过流保护、短路保护及过热保护等功能。现在,采用DSP数字信号处理器参与脉宽调制，最大、最小占空比控制、频率设置、降频升频控制、输出电压的调节等工作,以及全部保护功能的DC/DC变换器已经问世。这就是使用TI公司的TSM320L2810控制的开关电源是全数字化的电源，这时DC/DC的数字化进程就真正地实现了。下面介绍几个世界著名DC/DC开发制造商的产品特色。1GALAXYPWR公司世界顶级、全桥自动复位硬开关ZVSZCS同步整流。全部工作用微控制器MCU控制，效率9495。2SYNQOR两级并联，BUCK双互补FORWARD同步整流微控制器，PWMIC和MCUIC控制，效率9293。3GLARY第三代有源箱位，双互补FORWARD并联，同步整流，效率92，功率密度240W/IN3，1/4砖250W。4DIDT二次侧PWM控制的初级半桥及全桥。ZVS，ZCS同步整流，效率91。5ERICSSON全桥硬开关ZVS，ZCS同步整流，效率93。6VICOR第一代有源箱位，大功率输出高功率密度，89效率。7ARTESYN互补有源箱位PUSHPULL，效率90，自偏置同步整流。8TYCO有源箱位FORWARD，同步整流，世界DC/DC的主导商，世界标准的创立者。9LAMBDA有源箱位P沟MOSFET有源箱位，自偏置同步整流。10IPD公司第二代有源箝位自偏置同步整流效率905。13论文的主要研究内容设计蓄电池并网发电系统，了解蓄电池并网发电系统结构，并对系统前级的直流直流电力转换部分进行建模仿真设计，发电系统前级直流直流变换器输入源为蓄电池，电压范围为350430V，直流直流变换器输出电压由用户通过CAN总线控制，电压变化范围为540600V，输出功率10KW，电压纹波3张9、提交设计说明书，不少于10000汉字2蓄电池并网发电系统整体设计21蓄电池并网发电系统结构图图1为蓄电池并网发电系统的结构示意图。光伏阵列和蓄电池分别通过DC/DC变换器接于公共直流母线，然后经由一个三相全桥逆变器接入交流电网。系统结构图如下图21光伏并网发电系统结构图22DC/DC升压电路设计大功率DC/DC变换器主电路拓扑有很多种，诸如双管正激式、推挽式、半桥式和全桥式等。全桥形式的拓扑结构电流电压应力小，变压器利用率高，而且全桥型DC/DC变换电路既具有半桥型DC/DC变换器中开关管截止时极间所承受的电压较推挽型电路低的特点，又具有推挽型电路所具有的输出电压高、输出功率大的优点。因此，全桥电路在大功率DC/DC变换器中应用比较多4。本文变压器主电路采用全桥DC/DC变换电路，其主电路如图22所示20。在此电路中，桥路相对边上的一对开关管是同时导通和同时截止的。该结构电路稳定工作时候，两组对角的开关管在前后半个开关管周期内交替关断，将电能传送到变压器副边，通过PWM调制控制输出电压。图22全桥DC/DC电路结构图在此电路中，当晶体管Q1、Q4或Q2/Q3被驱动导通时，变压器原边绕组两端的电压等于电源的输入电压UI。当两组对角的开关管在前后半个开关管周期内交替导通关断时，在高频变压器原边绕组两端便产生幅值为UI的正负方波脉冲电压。此脉冲通过高频变压器传递到副边，再经整流二极管整流，储能电感L及电容滤波后向负载供电。此电路副边的输出回路不仅在电路形式上和降压型DC/DC变换器主电路一样，而且工作原理也完全相同。图23全桥DC/DC变换器整流输出电压UO、滤波电路电压UC、电流IL的波形图全桥变换器的输出直流电压的纹波频率为开关频率的2倍。每个开关管承受的最大电压为。在CCM条件下，全桥变换器的输出电压与输入电压的关系为。式中N为变压器的变比，D为晶体管的导通占空比。全桥DC/DC变换器整流输出电压UO、滤波电路电压UC、电流IL的波形图如图23所示。23DC/AC逆变单元逆变器单元最常见的有半桥和全桥逆变电路。基本上所有的逆变电路都采用这两种中的一个作为逆变电路。半桥逆变电路只有2个开关管一级主流侧的两个电容组成。其电路及控制方法简单易于控制。但它的主要缺点在于输出交流侧的幅值仅为直流侧的一半，且需要两个电容串联，工作时还需要控制两个电容器电压均衡。开关管承受的电流，电压应力大，损害高，在采用SPWM时，只能工作于同频方式。而全桥逆变电路则是有两对桥臂组成，可以看成是两个半桥并联组合而成。它有4个开关管，所承受的电压电流应力也小，损耗也小，控制方式灵活。全桥逆变主电路结构如图24所示6。图24单相全桥逆变电路拓扑图24CAN总线介绍CAN总线是一种具有多主功能的串行总线系统。即，所有的CAN节点都能够传输数据，并且不同的CAN节点可以同时请求总线。ISO11898的国际标准的主题就是具有实时能力的串行总线系统，它包含了ISO/OSI参考模型的最低两层。在CAN网络中没有传统意义的从站或者主站，取而代之的是优先的信息先传输。发送者传输信息给所有的CAN节点（广播方式），每个节点根据收到的标识符决定是否该处理此信息，标识符也决定了该信息能争取到总线的优先使用权。CAN总线网络可作为微控制器之间的一种嵌入式通信系统，以及智能设备间的一个开放的通信系统。CAN串行总线系统，最初用于汽车领域，正越来越多地用于工业现场总线系统，因为有显着的相似之处。在这两种情况下的一些主要要求是成本低，能够在一个困难的电气环境中运行，具有高度的实时能力和易用性。有些用户，例如，在医学工程领域，选择了CAN，是因为他们必须符合特别严格安全要求。类似的情况是制造商所面临的其他设备具有极高的安全性或可靠性要求（如机械，电梯及运输系统），所以他们都选择了CAN总线。3主电路元器件参数的设计和选择本论文主要对蓄电池并网发电系统前级DC/DC模块进行分析设计。设计要求输入电压范围为350430V，输出电压范围为540600V，输出功率10KW，电压纹波1。31主电路元器件参数的计算由22节分析可知，晶体管承受的峰值电压，晶体管最大集电极电流。整流二极管最高反向电压式中N为变压器的原副边变比，整流二极管最大电流。根据输入，输出电压，则电路的增益范围为125171。由输出输入电压间的关系可知。又由于输入输出电压增益、磁元件的匝比大小、输入电流纹波大小、所有功率元件的电压、电流应力大小均与等效占空比D有关。并且当D过小时，将影响之后闭环调节的调节范围。占空比D太大会使电压纹波增大，所以必须同时确定合适的D和N。根据前面分析，加于输出回路的方波脉冲的周期为T/2，整流级电压的频率是开关频率的2倍。由图22可以看出，输出电压可调的全桥型DC/D变换器开关电源的两个控制开关VT1、VT2的占空比必须小于05，开关电源电源才能正常工作当要求输出电压可调范围为最大时，占空比最好取值为025。合理选择变压器的匝比，使占空比在适当的范围内是完成设计的关键。分析几种不同匝比对电路的影响，然后选择最佳匝数比。本文变压器匝数比选择13，D在之间变化。整流级电压的频率是开关频率的2倍。而且，在全桥等典型变换器中，很容易实现软开关，因此可以适当地提高开关频率，从而大大减小滤波元件LC的乘积值。本文在参数设计中，PWM变换器的开关频率选择为F100KHZ。32输出滤波电路电感参数的计算由于本系统是大功率开关功率放大器，要得到满意的滤波效果，就需要L的值比较大，而大电感的体积比较大，使电路笨重而且成本也较高，因此可以通过使用较小的L、C来完成滤波工作，并且可以达到良好的滤波效果。图23C为输出电感电流的波形，其为三角斜波形状，且斜波中点电流值等于直流输出电流IO。在设计变换器输出滤波电感时，电感选择应保证直到输出最小规定电流时，电感电流也保持连续。根据参考文献20,由全桥电路的特点，可推算出滤波电感最小电感量代入数据解得考虑裕量，本文选电感值为200。33输出滤波电容的设计滤波电容的选择必须满足输出纹波的要求。根据变换器的工作过程，电容器充、放电的电荷以及充、放电的时间和正、负电压纹波值。可得推算出滤波电容的最小电容值式中IO是流过负载的电流，F为开关频率，为输出电压的波纹电压。波纹电压一般都取峰峰值。，根据本文设计，。代入数据解得考虑裕量，本文取。实际上电容并非理想电容，它可以等效等效为等效串联电阻（ESR）R0与等效串联电感（ESL）L0与其串联。在约300KHZ或500KHZ以下频率L0可以被忽略，输出纹波仅由R0和C0决定。由R0决定的纹波分量与I2I1成正比，而由C0决定的纹波分量与流过C0电流的积分成正比，两者相位不同。但考虑到最恶劣的情况，假设它们同相叠加。而通常是选择合适的R0来满足输出纹波电压峰峰值，本文取。34主功率管的选择341开关管的选择本文直流升压环节选用IGBT作为功率开关管来构成全桥电路。由于输入直流电压最大值为430V，由21节分析可知，晶体管承受的峰值电压，晶体管最大集电极电流。根据经验，此升压电路功率开关管选用艾德塞公司的IXGN200N60,其最高集射电压为600V，额定电流为2000A8。342输出整流二极管的选择本文电源的开关频率为100KHZ，对于本电路而言，输出整流二极管最高反向电压,在整流管开关时，有一定的电压振荡，因此要考虑裕量，可以选用1300V的整流二极管。整流二极管在理想状态下，流过的最大电流等于输出最大电流1852A，考虑占空比引起的电流增加和一定的安全余量，可以选用20A的整流二极管。此升压模块采用的是IXYS公司的DSEI30的超快速恢复二极管，额定电压是600V,额定电流是37A8。343换向二极管的选择换向二极管应选快恢复型的二极管，其反向耐压应高于开关管所承受的最高电压430V。35串联电容C值的确定电容C的作用是用来进一步增强电路的抗不平衡能力，防止由于开关管的特性差异而造成变压器磁心饱和。电容C可用下式计算式中为C3两端电压变化量，一般取的。代入数据解得考虑裕量，并且使电路的抗不平衡性更好，可以选择。36高频变压器的选择在变压器隔离型的DC/DC变换器中，高频功率变压器的设计是电源变换器设计中非常重要的环节，其设计好坏直接影响到变换器的可靠性、效率、质量等性能指标。高频功率变压器在DC/DC变换器电路中具有电压变换、能量传输、电气隔离等几项主要功能，设计时需综合考虑功率密度、功率损耗、漏电感和寄生电容等指标。而且变压器功率的选择要通过相应的计算来合理选择。37主电路仿真根据上述计算出的参数，连接主电路图如下图31主电路的接线图图中两个“PULSEGENERATOR”模块，幅值设为1，周期设为。其中一个滞后0S，其输出加在开关管1和4的门极，另外一个之后设为S，其输出加在开关管2和3的门极。371调节占空比得到的不同的输出电压当输入电压取不同值时，调节占空比，可以使输出电压在一个稳定值。当输入电压一定时，调节占空比，可以得到不同的输出电压。下面仿真不同占空比时电感电压、电感电流、负载电阻电压的波形。（1）输入电压为350V，占空比为021时，仿真得到的波形如下AB用WORKSPACE画出的图图32全桥变换器仿真波形使用WORKSPACE作出负载两端电压的波形如图32（B）所示，输出电压稳定后的值为5335V。（2）输入电压为350V，占空比为025时，得到的仿真波形如图33所示。（A）B用WORKSPACE画出的负载两端电压波形图图33仿真波形图使用WORKSPACE作出负载两端电压的波形如图33（B）所示，输出电压稳定后的值为5745V。372恒定占空比，L值不同时对输出电压的影响输入电压为350V，占空比恒定为D028时，L值分别取、和时，输出电压的波形如下图所示。图34L取时，输出电压波形图35L取时，输出电压波形图36L取时，输出电压波形图34、图35和图36分别给出了电感值为、时，负载上得到的输出电压波形。比较可得L取值越大，则电压超调量越小，电压纹波系数越小，但电压建立需要的时间越长；反之，L值越小，则电压建立需要的时间越短，但电压超调量增大，电压纹波系数也增大。当L值过小时，系统不能维持CCM状态。基于以上的仿真结果分析，本设计电感L取值为。373RL取不同值时，输出电压瞬态响应分析输入电压为350V，占空比恒定为D028，输出电感时，RL取不同值时输出电压瞬态响应如下图所示。图37RL29时，输出电压波形图38R32时，输出电压波形图39R36时，输出电压波形由上图比较可知RL取值越大，则电压超调量大，电压纹波系数越大，但电压建立需要的时间越短；反之，RL值越小，则电压建立需要的时间越长，但电压超调量减小，电压纹波系数也减小。374输入电压不同时，输出电压瞬态响应当占空比恒定为D025，输出电感时，RL取30时，输入电压取不同值时，输出电压波形分析如下。图310输入电压为350V时的输出波形图311输入电压为370V时的输出波形图312输入电压为400V时的输出波形4DC/DC变换器控制方法研究PWM控制方式在重载范围内具有转换效率高、噪声低和纹波小等优点，成为目前的主流技术。基于脉宽调制PULSEWIDTHMODULATION控制的开关电源系统，功率开关的动作受一个频率固定、且脉宽随负载及输入电压值而变动的脉冲波所控制。即开关管导通的频率固定，而每次的导通时间受负载和输入电压的控制。开关电源通过调节占空比D达到维持输出电压的基本稳定。采用PWM控制方式的开关电源，其控制电路又分两种电压模式VOLTAGEMODE控制和电流模式CURRENTMODE控制19。电压控制模式仅利用输出电压作为反馈控制信号，系统中只存在一个电压反馈环路；电流控制技术指同时采用电流和负载电压作为控制信号，其中电感电流或负载电流反馈构成内环控制，而负载电压反馈构成外环控制，实现双闭环控制。脉冲频率调带1PULSEFREQUENCYMODULATION的开关电源系统和PWM系统都可采用CM控制，由于CM控制技术可在一个开关周期内实现对负载电压和电感电流或负载电流变化的响应，它比VM控制技术具有更快的动态响应和更优越的电压调整特性。本文仅讨论采用CM控制技术的PWM开关电源，它具有动态响应快、增益带宽大、滤波电感小等优点。峰值电流模式PEAKCURRENTMODE控制和平均电流模式AVERAGECURRENTMODE控制是电流型PWM开关电源的两种控制方式，ACM在PCM的基础上发展而来。全桥DC/DC变换电路可以看作两个BUCK变换器的并联，所以全桥DC/DC变换电路可简化为如图41所示的等效隔离型BUCK电路，系统的小信号模型可以简化为一个平均电流模式控制的BUCK变换器。图41全桥变换器的等效隔离型BUCK电路图41电压控制型PWM开关电源电压控制型BUCK变换器控制系统结构图如图42所示。它是一个单环自动调节系统，这种控制方式简单，稳定，易于设计，也可以保证很好的稳压精度9。VG（T）Q1D1CRIGTITVTPWMGC（S）HSBUCK变换器采样网络传递函数功率开关管驱动器D脉冲宽度调制器控制器VCVE误差信号HV参考信号图42具有反馈环的BUCK变换器控制系统结构示意图工作过程如下当控制电路输出一个高电平后，功率开关导通，主电路向输入电源汲取能量；反之，功率开关断开，停止向输入电源汲取能量。控制电路由控制器，PWM比较器，时钟电路和触发器组成。其中，控制器是由电压采样网络和补偿网络组成，输出电压经过电压采样网络得到HV与参考电压VREF比较后产生误差信号VE作为补偿网络的输入。补偿网络的作用有INV1DLCRCOV两个（1）对这个误差信号进行放大，为PWM比较器提供一个控制信号VCT；（2）对系统进行适当的幅度和相位补偿，满足系统的稳态和动态性能指标。由图42可推导出电压控制型BUCK变换器控制系统闭环方框图如图43所示。GC（S）GM（S）HSGVD（S）VE（S）VREF（S）VC（S）D（S）VSHSVS图43电压控制型BUCK变换器控制系统闭环方框图42峰值电流控制PWM开关电源峰值电流控制模式是指用电压控制器的输出信号ICT或VCPICRS作为控制量，用开关管电流的峰值IST作为反馈量。反馈量、控制量与功率级组成电流内环的控制模式，其作用是使得开关管的电流峰值IST跟随控制量ICT变化。在峰值电流控制模式中占空比受多个变量控制量，变换器中电感值，输入电压以及输出电压等诸多量的控制。因此，与平均电流控制模式相比更为复杂。图44给出了一个峰值电流控制型开关调节系统原理框图。窄脉冲时钟信号与RS触发器的S端相连。当时钟脉冲到来时，使得触发器置“1”，通过驱动电路令开关导通。当开关管导通后，续流二极管D1关断。在此期间，开关管的电流IST等于电感电流ILT。在开关管导通期间，电感电流以斜率M1上升，它由电感L，输入电压VG和输出电压V共同决定。当ISTICT时，模拟比较器输出为1，令RS触发器置“0”，通过驱动电路关断开关管，续流二极管D1导通，电感电流开始下降。峰值电流控制模式的主要优点是具有良好的动态特性和减小或消除了桥式变换器和推挽变换器中变压器的偏置（或饱和）问题。缺点是IST和ICT的抗干扰能力差，为了消除开关过程产生的减肥干扰，要对开关管的电流进行必要的滤波处理，人工斜坡补偿技术也是消除噪音干扰的有效手段。VG（T）Q1D1CRIGTITVTRSCLOCKSRQ补偿网络检测开关电流ISTIS（T）RSIC（T）RS控制量模拟比较器电压控制器VREFVT峰值电流控制器电压控制器BUCK开关网络图44峰值电流控制型开关调节系统原理框图43平均电流模式全桥DC/DC变换器系统设计在平均电流控制中，通常选取电感的电流作为反馈信号。由于电感电流中含有较大的直流分量，所以一般不使用电流互感器，通常采用直接串联电阻或霍尔电流传感器。图45是平均电流控制模式的原理电路，采样电阻RS两端的电压直接反映了电感电流的大小。VG（T）Q1D1CRIGTITVTC1C2R2CARSCAR1锯齿波VRVCPPWM驱动电路D图45平均电流控制模式BUCK型变换器的原理电路平均电流控制可通过在电流控制环路中增加具有积分补偿作用的电流控制器来实现，电流控制器又可称为电流误差放大器。在图34中，CA及其外围电容和电阻元件组成了单极点单零点电流控制器。VA是电压控制器。在每个开关周期，电流误差放大器的同相输入端电压反映了平均电流设定值的大小，电流取样电阻RS检测到的电压信号反映电感电流的实际值，并送入电流控制器的反相输入端。C1用来产生高频极点，增强电路对高频噪声的抑制能力；C2，R2及R1实现比例积分运算。反馈信号的交流成分经电流控制器放大后与PWM比较器的另一个输入信号锯齿波VR相比较产生占空比的增量。通过合适选取电路参数，可保证控制电路的稳定性和快速性。如图46所示为平均电流型控制的原理电路图。控制电路包含两个负反馈环路内环为由电流检测放大器、电流调节器、占空比调制器和功率级组成的电流控制环；外环则是包含了电阻分压器、误差放大器、电流调节器、占空比调制器和功率级的电压控制环。图46平均电流模式PWM开关电源系统比较图44和图46知，ACM与PCM的不同在于，ACM在电流环中引入了一个高增益的电流误差放大器。在每个开关周期，电流误差放大器的同相输入端电压VC反映了平均电流设定值的大小，电流取样电阻R。检测到的电压信号反映电感电流的实际值，并送入电流调节器的反相输入端。CCLL用来产生高频极点，增强电路对高频噪声的抑制能力；CCL2、RCL2及RCLL实现比例积分运算。通过合适选取电路参数，可保证控制电路的稳定性和快速性。与PCM技术比，ACM控制有许多优点,它具有高增益的电流放大器，平均电流可以精确的跟踪电流设定值；噪声抑制能力强无需斜坡补偿，在开关频率附近限定电流环路增益即可使系统稳定可用在任意电路拓扑上。在平均电流控制模式中，电流补偿网络输出电压VCA的最大值超过锯齿波的峰值VR时出现阻塞现象或电流补偿网络输出电压的波形不与锯齿波相交，导致谐波瞬态不稳定。为了避免上述问题，需要要求PWM比较器的两个输入信号的斜率满足斜坡匹配标准，即被放大的电感电流的下降斜率不能超过锯齿波的上升斜率，否则PWM比较器将不能正常工作。44双环开关调节系统的等效分析法平均电流控制模式是一个高阶复杂网络，需采用合适的分析方法，使设计更方便，本文采用双环等效分析方法，具体实现如下先设计电流环，设计电流环的截止频率要大于电压环的截止频率，之后，将电流环与负载看成一个新的等效功率级，作为电压环的控制对象，再设计电压控制环，电压环的截止频率就是系统的截止频率。其等效功率级电路和等效单环系统如图47和图48所示。图47双环控制系统的等效功率级电路图48等效的单环系统441电流控制器及设计由37节仿真结果可知输出电压，电流的纹波都满足要求，但是电压电流的稳定值不满足要求且超调量较大。为了使控制对象的输出电压保持稳定，需要引入一个负反馈环。一般说来，只要使用一个高增益的反相放大器，就可以达到是控制对象输出电压稳定的目的，但就一个实际系统而言，对于负载的突变，输入电压的突升或突降，高频干扰等不同的情况，需要系统能够稳，准，快地做出合适的调节，这样就需要设计出合理的控制器，用控制器来改造控制对象的特性。参考资料12可知，常见的补偿网络有单极点，具有增益限制的单极点，单极点单零点，双极点双零点四种，对于双重极点控制对象，其合适的补偿网络有单极点和双极点双零点两种。电流控制器由运放和电阻电容网络构成，本文选用单极点单零点补偿网络作为电流控制器，图49给出了增设单极点单零点的PI网络电路图。图49单极点单零点补偿网络由图可得，它独立作用时的传递函数式中，中频段的增益1、电流环路增益传递函数在平均电流控制技术中，电流环的稳定性通过限定电流调节器的中频增益大小获得，电压环的稳定性由电压调节器引入合适的零、极点获得。斜坡信号仅用于产生变化的占空比信号，而不是为使系统稳定而引入的电流补偿斜率，这一点类似于VM控制技术，即斜坡信号的斜率与系统稳定性无关。因此，在采用ACM控制的PWM系统中，斜坡信号斜率的选择比较自由。斜坡信号的频率等于开关频率，为100KHZ。选择斜坡幅值选择时，只要保证其值在PWM比较器允许的输入电压范围内即可，本设计选取VM5V，则斜坡信号斜率。调节器中频增益的大小避免系统发生次谐波振荡，从而保证系统的稳定性。在开关管关断的时段内，电感电流以速率/L线性下降，由于电流调节器的反相端输入信号也为线性下降，则电流调节器的输出信号是上升的。设上升速率为，斜坡信号以斜率线性上升。为避免发生次谐波振荡，此时应保持即，即则变换器电流补偿网络的最大增益为低频零点设置于截止频率前，高频极点设置在截止频率之后，保证频带宽度。低频零宜设置在的十分频以内，即高频极点宜设置在频率以外，即取，。则电流环路补偿网络传递函数为将高频极点设置在开关频率处，则补偿网络的增益一般应保证电阻值在几至几十千欧。取，由上式可计算得出，。设定电流调节器参数后，用MATLAB软件仿真得电流环路增益传递函数BODE图如图410所示。图410电流环路增益传递函数的频率特性在电流调节器的设计过程中，避免开关电源产生次谐波振荡，保证系统的稳定性是第一位的。在此前提下，应尽可能获得比较宽的电流环路增益的截止频率。以及尽可能提高电流环路在低频段的增益。为了便于推导由电流补偿网络的输出到电流采样电阻两端电压的小信号传递函数，在上述假定条件下，由统一小信号模型以及电流控制环可以得到等效电路如图411所示。图411补偿网络等效小信号模型PWM调制器的传递函数为补偿前的传递函数可得到电流控制换的开环传递函数为用MATLAB仿真电流控制换的开环传递函数得到电流补偿后，电流环频率特性如图412所示。由图可知穿越频率为329KHZ,相位裕量为63度，开环是稳定的。图412变换器电流控制开环传递函数的频率特性442等效功率级设计在设计电压控制器时整个控制环可视为控制对象的一个环节，所以求取电流控制环的闭环传递函数是一个关键问题。电流环闭环方框图如图413所示。图413电流环闭环框图设电流采样网络的传递函数为。如果电流采样器为电阻，则传递函数。功率级的传递函数为由图311得到电流控制环的闭环传递函数为根据参考文献20，采用双极点模型近似逼近用MATLAB软件仿真得到闭环频率特性如图414所示。由图可知电流闭环控制系统的穿越频率为41KHZ，相角裕度为55度，电流闭环系统是稳定的。图414闭环频率特性等效功率级是由电流控制环及其负载组成，其框图如图415所。图415等效功率级电流控制环的负载是由输出电容和负载组成的网络，如图416所示，输出滤波电容的等效串联电阻，由上节33可知。C为输出滤波电容，R为负载。图416等效负载的表达式为式中；。代入数据解得则等效功率级的传递函数为用MATLAB软件仿真得等效功率级的幅频特性如图417所示。由图可知等效功率级是不稳定的，要合理设置电压调节器后才能获得稳定的特性。图417等效功率级的幅频特性443电压控制器的设计因为等效功率级具有3个极点和一个零点，需增加两零点抵消相应的极点，用图418所示的双极点双零点的PI补偿网络作为设计的电压控制器。R1C1RRV至PWM比较器VREFC2R2R3C3图418双极点双零点补偿网络补偿网络的传递函数为式中，1212KRC，Z12RCZ21313P13RC12P21RC1令第一个极点抵消等效功率的ESR零点，则有；P1Z0F2设置第一个零点在上述两个条件下的开环传递函数为3令第二个零点抵消电流环的一个极点，4为了减小第二个极点的影响，令。这样还可以增加高频段的衰减率。利用控制对象在穿越频率处的开环传递函数的幅值为1，则解得根据以上设计可得,，,假设，代入上面式中可得，。在以上设计的基础上，开环传递函数为将这些数据和其他的相应数据带入开环传递函数，得图419开环传递函数的仿真结果图用MATLAB对上式进行数值仿真，仿真结果如图419所示。由图可见（1）在低频段，幅频特性的下降斜率为20DB/DEC，系统的静态误差等于零。（2）在中频段，幅频特性以20DB/DEC斜率下降并穿越0DB线的频段。因为中频段的宽度H与系统的动态稳定性密切相关。宽度H愈大，相位裕度愈大。穿越频率C与系统的上升时间，调节时间以及超调量等动态性能指标密切相关。穿越频率愈大，系统响应速度愈快但超调量愈大。另外，对于开关调节系统，过高的穿越频率可能导致高频开关频率及其谐波和寄生振荡引起的高频分量得不到有效的抑制。因此，在理想的中频段特性中，需要加一个以40DB/DEC斜率下降的频段，达到降低中频段增益以限制过高的穿越频率。图318所示的中频段幅频特性满足上述要求，系统有足够的相频裕度，所以电压控制环一定是稳定的。（3）在高频段，幅频特性的下降斜率大于或等于40DB/DEC，系统具有较强的抗干扰能力。45PID算法实现与仿真近些年里，PID调节控制技术已经成为了工业系统中最通用的控制方法，通过利用PID控制技术，可以很容易的控制系统的稳态性能和暂态性能，并达到稳定运行的要求，而且它的算法较为简单、易于实现、系统可靠性高，即根据系统的误差,利用比例、积分、微分计算出控制量进行控制的14。目前，很多PID控制器的参数都是通过经验法设计后，在实际调试进行最后的参数整定；或是通过不断的试凑去设计PID控制器的参数。因此，按这些方法设计出的PID控制器并没有与控制系统建立直接算数关系，其参数的选择具有相当的局限性，在特定的环境下，PID控制器不能起到良好的控制调节作用。对于这种情况，我们可以用极点配置的方法进行PID控制器的设计，设计出一个PI调节器，这种方法在可以通过简易的算法来良好的控制输出波形，是一种被逆变器工业产品所广泛采用的一种调节方法。451PID各控制环节的作用PID控制器各控制环节的作用如下1比例P控制比例控制是一种最简单的控制方式,代表了现在的系统信息，反映了系统的输出信号与输入误差信号ET成比例的关系。若系统产生误差，比例控制器可以立即校正偏差，使控制过程反应迅速。2积分I控制积分控制代表了过去的系统信息，反映了系统的输出信号与输入误差信号ET的积分成正比关系。在一个自动控制系统中,若系统在进入稳态后，稳态误差仍然存在,则称这个控制系统是有差系统。为使控制系统的控制特性良好，使有差系统变为无差系统,必须在控制器中引入积分控制环节，用来消除稳态误差，改善系统的稳态特性。3微分D控制微分控制代表了未来的系统信息,反映了系统的输出与输入误差信号ET的微分成正比关系。由于自动控制系统中存在的惯性环节,会抑制误差,使惯性环节的变化总是落后于误差的变化。解决的办法是在控制器中加入微分控制环节,这样可以预测误差的变化，从而提前使抑制误差的作用等于零,甚至为负值,克服了振荡，减小了被控量的超调。因此对具有惯性环节或滞后的被控对象的情况,正确的利用微分控制器能有效地提高系统在调节过程中的稳定性，加快系统的过渡过程。452PI参数设计与调整在各类工业产品的设计中，PI调节器被广泛的用于各闭环控制系统，相较PID调节器，PI调节器在良好的完成误差反馈校正的同时，可以保证系统的稳态误差进一步减小，直到等于零，而且在数字控制系统中算法比较容易实现，方便程序调节。本课题的闭环控制系统采用比例积分PI调节器,可以使系统在进入稳态后无稳态误差。在参数设计中，极点所含有的三个变量对系统控制的影响十分明显，自然频率N、阻尼比、正常数N。它们对系统控制的影响为输出电压稳态误差随着N变大、变大而减小，且N影响明显，而N影响不大；系统对负载扰动抑制能力随着N变大、N变大、变大而增强，N、影响明显39。对于电流控制环，由44可得PI控制器的传递函数为由图410可知，该传递函数的穿越频率为，根据自动控制原理所学知识可知，其等效传递函数为，可得出控制系统的PI参数为,。5MPPT控制6系统建模与仿真在MATLAB上对整个系统进行建模，电路连接图如下62仿真结果7结论文献翻译文献翻译见附件参考文献1林飞,杜欣电力电子应用技术的MATLAB仿真北京中国电力出版社,20082林渭勋现代电力电子电路杭州浙江大学出版社，20023陈坚电力电子学电力电子变换和控制技术北京高等教育出版社，20024辛尹波，陈文清开关电源基础与应用西安西安电子科技大学出版社，20095林中电力电子变换技术重庆重庆大学出版社，20076王兆安，黄俊电力电子技术第四版北京机械工业出版社，20007杨素行模拟电子技术基础（第三版）北京高等教育出版社，20058陈治明电力电子器件基础北京机械工业出版社，20019薛永义，王淑英，何希才新型电源电路应用实例北京电子工业出版社，200010李宣江开关电源的设计与应用西安西安交通大学出版社，200411赵争鸣，刘政建，孙晓瑛等太阳能光伏发电及其应用M北京科学出版社，200512蔡宣三开关电源的频域分析与综合（II）电源世界J,2002（10）13周志敏开关电源实用技术北京人民邮电出版社，200514陶永华新型PID控制及其应用北京机械工业出版社，200215JINGANGHAN,TIANHAOTANG,YAOXU,ETALDESIGNOFSTORAGESYSTEMFORAHYBRIDRENEWABLEPOWERSYSTEMC/PROCEEDINGOF20092NDCONFERENCEONPOWERELECTRONICSANDINTELLIGENTTRANSPORTATIONSYSTEM2009677016AMOHARUNI,AGARGOOM,MEHAQUE,ETALDYNAMICOPERATIONANDCONTROLOFAHYBRIDWINDDIESELSTANDALONEPOWERSYSTEMSC/PROCEEDINGOFIEEEAPPLIEDPOWERELECTRONICSCONFERENCEANDEXPOSITION201016216917杨勇太阳能系统用铅酸蓄电池综述J蓄电池，2009，（2）515718侯振义直流开关电源技术及应用北京电子工业出版社，200619王创社,乐开端,谭玉山开关电源两种控制模式的分析与比较电力电子技术J19983788120张卫平开关变换器的建模与控制D北京中国电力出版社,200521胡寿松自动控制原理D北京中国电力出版社,2001附件英语原文THEPROFILEOFPIDCONTROLINTHEPROCESSOFCONTINUOUSNEWMAKERACONTINUOUSPROCESSISONEINWHICHTHEOUTPUTISACONTINUOUSFLOWEXAMPLESAREACHEMICALPROCESS,AREFININGPROCESSFORGASOLINE,ORAPAPERMACHINEWITHCONTINUOUSOUTPUTOFPAPERONTOROLLSPROCESSCONTROLFORTHESECONTINUOUSPROCESSESCANNOTBEACCOMPLISHEDFASTENOUGHBYPLCONOFFCONTROLFURTHERMORE,ANALOGPLCCONTROLISALSONOTEFFECTIVEORFASTENOUGHBYPLCONOFFCONTROLTHECONTROLSYSTEMMOSTOFTENUSEDINCONTINUOUSPROCESSESISPIDPROPORTIONALINTEGRALDERIVATIVECONTROLPIDCONTROLCANBEACCOMPLISHEDBYMECHANICAL,PNEUMATIC,HYDRAULIC,ORELECTRONICCONTROLSYSTEMSASWELLASBYPLCSMANYMEDIUMSIZEPLCSANDALLLARGEPLCSHAVEPIDCONTROLFUNCTIONS,WHICHAREABLETOACCOMPLISHPROCESSCONTROLEFFECTIVELYINTHISCHAPTER,WEDISCUSSTHEBASICPRINCIPLESOFPIDCONTROLWETHENEXPLAINTHEEFFECTIVENESSOFPIDCONTROLBYUSINGTYPICALPROCESSRESPONSECURVESANDSHOWSOMETYPICALLOOPCONTROLANDPIDFUNCTIONSLOOPANDPIDCONTROLAREDESIGNATIONSUSEDINTERCHANGEABLYBYDIFFERENTMANUFACTURERSACTUALLY,SOMELOOPCONTROLSARENOTSTRICTLYTHEPIDTYPEHOWEVER,ASSUMETHEYARETHESAMEPIDPRINCIPLESPIDPROPORTIONALINTEGRALDERIVATIVEISANEFFECTIVECONTROLSYSTEMFORCONTINUOUSPROCESSESTHATPERFORMSTWOCONTROLTASKSFIRST,PIDCONTROLKEEPSTHEOUTPUTATASETLEVELEVENTHOUGHVARYINGPROCESSPARAMETERSMAYTENDTOCAUSETHEOUTPUTTOVARYFROMTHEDESIREDSETPOINTSECOND,PIDPROMPTLYANDACCURATELYCHANGESTHEPROCESSLEVELFROMONESETPOINTLEVELTOANOTHERSETPOINTLEVELFORBACKGROUND,WEBRIEFLYDISCUSSTHECHARACTERISTICSOFEACHOFTHEPIDCONTROLCOMPONENTSPROPORTIONAL,INTEGRAL,ANDDERIVATIVEPROPORTIONALCONTROL,ALSOKNOWNASRATIOCONTROL,ISACONTROLSYSTEMTHATCORRECTSTHEDEVIATIONOFAPROCESSFROMTHESETLEVELBACKTOWARDTHESETPOINTTHECORRECTIONISPROPORTIONALTOTHEAMOUNTOFERRORFOREXAMPLE,SUPPOSETHATWEHAVEASETPOINTOF575CUBICFEETPERMINUTECFMINANAIRFLOWSYSTEMIFTHEFLOWRISESTO580CFM,ACORRECTIVESIGNALISAPPLIEDTOTHECONTROLLINGAIRVENTDAMPERTOREDUCETHEFLOWBACKTO575CFMIFTHEFLOWSOMEHOWRISESTO58