【自动化】车载电动汽车充电器

目录摘要IABSTRACTII绪论11系统方案设计211设计的基本原理212设计指标213设计方案与选型2131滤波器2132整流滤波2133APFC电路3134APFC控制电路3135DC/DC电路42系统硬件设计1121EMI滤波器1122BOOSTAPFC电路11221最大输入功率和输入电流计算11222输入电容的选取11223BOOST电感的选取12224输出电容的选取13225开关器件的选择1323APFC控制电路13231开关频率的选择14232电压反馈电路设计14233电流采样滤波设计14234软启动设计14235过压保护电路设计15236电流环和过流保护设计15237电压反馈环设计1624DC/DC降压电路17241BUCK变换器性能指标18242占空比D18243滤波电感L18244滤波电容C1825DC/DC控制电路19251传递函数的建立19252校正网络设计1926总电路图213系统仿真2231BOOSTAPFC电路仿真2232DC/DC降压电路仿真23结束语26致谢27参考文献28附录29摘要关于电动汽车充电器的研究与设计是电动汽车控制系统研究中很重要的一环。针对这一领域，设计了一款电动汽车车载充电器。为满足电动汽车蓄电池无损伤快速充电的需求，将大功率开关电源变换技术应用于电动汽车车载充电器中。将有源功率因数校正电路与DC/DC电路相结合，以达到预期效果。并结合实际充电要求，给出了电动汽车车载充电系统的总体设计方案，并就方案中涉及到的升压式APFC电路、DC/DC电路及PID控制电路做了具体介绍。尤其是在DC/DC电路的设计环节，在该环节中列举了几种设计方案，并且对各方案进行了分析与比较。最后，利用MATLAB软件中的SIMULINK模块对该车载充电系统模型进行建模与仿真。试验结果表明，该车载充电器设计方案满足各项设计要求，并且具有实际应用价值。关键字电动汽车车载充电器DC/DC电路PID控制器ABSTRACTABOUTTHERESEARCHANDDESIGNOFTHEELECTRICVEHICLECHARGERISAVERYIMPORTANTPARTOFTHEELECTRICVEHICLECONTROLSYSTEMFORTHISFIELD,IDESIGNEDANCHARGEROFELECTRICVEHICLEINORDERTOFASTCHARGEWITHOUTDAMAGE,THEBATTERYOFELECTRICVEHICLEUSEOFHIGHPOWERSWITCHINGPOWERCONVERSIONTECHNOLOGYINORDERTOACHIEVETHEDESIREDRESULTS,COMBINEDWITHACTIVEPOWERFACTORCORRECTIONCIRCUITANDDC/DCCONVERTERSANDCOMBINEDWITHTHEACTUALCHARGINGREQUIREMENTS,DESIGNOFELECTRICVEHICLECHARGINGSYSTEMDESIGN,SPECIFICINTRODUCTIONONTHECIRCUITINVOLVEDINTHEPROGRAM,SUCHASTHEBOOSTAPFCCIRCUIT,DC/DCCONVERTERANDPIDCONTROLCIRCUITESPECIALLYINTHEPARTOFDC/DCCONVERTERDESIGN,LISTEDSEVERALDESIGNPLANANDADESCRIPTIONANDCOMPARISONOFDESIGNPLANFINALLY,USEDTHESIMULINKOFTHEMATLAB,TOMODELINGANDSIMULATIONFORTHECHARGEROFELECTRICVEHICLETHATDESIGNEDTHERESULTSSHOWEDTHATTHECHARGEROFELECTRICVEHICLEFORDESIGNEDTOMEETALLTHEDESIGNREQUIREMENTS,ANDHASTHEVALUEOFTHEAPPLICATIONKEYWORDSELECTRICVEHICLESTHECHARGERDC/DCCONVERTERPIDCONTROLLER绪论面对传统燃油汽车尾气排放造成的污染及其对石油资源的过度消耗所引发的环境与能源问题,电动汽车以其良好的环保、节能特性,成为当今国际汽车发展的潮流和热点。目前世界上许多发达国家的政府、著名汽车厂商及相关行业科研机构都在致力于电动汽车技术的研究开发与应用推广。车载电动汽车充电器是电动汽车大规模商业化后不可缺少的组成部分,如何实现车载充电器对蓄电池快速无损伤充电是电动汽车投入市场前必须解决的关键技术之一。本文设计的充电器是一种加装于电动汽车上的车载充电设备,通过对目前车载蓄电池的发展现状和发展前景进行分析,以目前使用广泛的阀控密封铅酸电池为研究对象,在技术上采用目前较为先进且成熟的逆变技术,具有体积小、重量轻、效率高、调节范围大等特点。同时从功能角度,它也适合镍镉、镍氢,锂离子等类型的动力蓄电池。因此,具有较大的实用价值。1系统方案设计11设计的基本原理结合当前电动汽车电能供给的典型方式和充电电源的发展状况，文章设计的车载充电系统如图1所示。图1充电系统基本原理图整个电路采用了目前较为先进、成熟的逆变技术，AC/DC加DC/DC的设计结构。首先是220V的交流市电经EMI滤波输送到APFC校正电路，经APFC控制电路使输出变为400V的直流电，然后经过DC/DC降压电路及其控制电路，保证输出的电流和电压满足充电需求。其中APFC电路及其控制电路主要由MOSFET管、BOOST升压电感、控制芯片IR1150S以及直流滤波电容组成。DC/DC降压电路则选择BUCK变换器，主要由MOSFET管、BUCK降压电感、PID控制器以及直流滤波电容组成。各部分的具体工作原理将在之后详细说明。12设计指标设计一款电动汽车车载充电器，充电机输入源为220V50HZ交流电网，充电机输出端接蓄电池，蓄电池电压范围为200380V，要求充电电压由用户通过CAN总线控制，标称电压值320V，充电电压纹波1，输出功率7KW，也可通过CAN总线将充电机控制在电流模式下，输出电流由用户通过CAN总线控制，纹波电流1。对充电机电路架构进行选型，设计电路参数，建立电路模型并仿真；设计PID控制器，通过仿真确定PID参数。13设计方案与选型131滤波器电源线是干扰传入设备和传出设备的主要途径，通过电源线，电网的干扰可以传入设备，干扰设备的正常工作，同样设备产生的干扰也可能通过电源线传到电网上，干扰其他设备的正常工作。为了得到平稳的输出，防止开关电源工作过程中产生的高次谐波对交流电源的“污染”，这里选用EMI滤波器。132整流滤波整流电路是把交流电能转换为直流电能的电路。按组成器件可分为不可控电路、半控电路和全控电路三种。1不可控整流电路完全由不可控二极管组成，电路结构一定之后其直流整流电压和交流电源电压值的比是固定不变的。2半控整流电路由可控元件和二极管混合组成，在这种电路中，负载电源极性不能改变，但平均值可以调节。3全控整流电路所有的整流元件都是可控的，其输出直流电压的平均值及极性可以通过控制元件的导通状况而得到调节，在这种电路中，功率既可以由电源向负载传送，也可以由负载反馈给电源，即所谓的有源逆变。由于整流滤波部分在整个充电器设计中属于开关电源的一部分，且在开关电源的设计中，整流滤波部分只起到整流作用，不需要对波形进行控制。所以本次设计的整流滤波部分选用不可控整流电路即可。133APFC电路设计的整流、滤波、APFC电路以及其控制电路的部分都属于开关电源的设计。而开关电源是采用功率因数半导体器件作为开关元件，通过周期性通断开关，控制开关元件的占空比来调整输出电压的电源变换装置。它直接将电网工频电压经整流滤波为直流电压，再经主变换电路处理后经输出整流滤波，反馈电路对输出电压进行采样，并把所采样信号送到控制电路进行比较放大处理，以此调节输出的PWM脉冲占空比，最终输出一个纹波电压和稳定性能均符合要求的直流电压。APFC电路属于开关电源的功率因数校正部分。根据是否用有源器件，功率因数校正可分为无缘功率因数校正技术和有源功率因数校正技术两大类。1无缘功率因数校正（PPFC）技术无缘功率因数校正技术是早期应用的一种功率因数校正技术，通常是在电路的整流器和电容之间串联一个滤波电感，或在交流侧接入一个谐振滤波器，构成无源滤波网络，采用无功功率补偿、无功滤波等方法抑制电路中的谐波，从而提高电路功率因数，稳定电网电压，提高电网的供电质量。这种方法的优点是控制简单、效率高、可靠度高、EMI小、价格低廉。缺点是增加的无缘器件体积大，笨重且效果不好，功率因数低，对谐波的抑制效果不理想。所以很多场合无法满足谐波标准的要求。2有缘功率因数校正（APFC）技术有缘功率因数校正是直接采用有缘开关或AC/DC变换技术，在整流器和负载之间接入一个DC/DC开关变换器，应用电流反馈技术，使输入端电流的波形跟踪交流输入正弦电压的波形，从而使电网输入端的电流波形逼近正弦波，并与输入的电网电压同相位。有缘功率因数校正可得到较高的功率因数，总谐波畸变小，可在较宽的输入电压范围内和宽带下工作，体积小，重量轻，输出电压也可保持恒定。90年代以来，有源功率因数校正技术取得了更多进展，国内外的研究机构都提出了一些功率因数校正的软开关技术和新的控制方法；由于变换器工作在高频开关状态，有源功率因数校正技术具有体积小、重量轻、效率高、功率因数可接近1等优点。因此，在现阶段，有源功率因数校正技术已具备高性能、低成本等优点，因此得到广泛应用。由于需要将220V市电转换成400V直流电，为了实现升压的效果，DC/DC转换部分选用BOOST变换器来达到升压的作用。这也就是BOOSTAPFC电路。134APFC控制电路一般BOOSTAPFC电路的控制电路采用单周期控制技术。单周期控制技术是90年代初发展起来的一种非线性大信号PWM控制理论，也是一种模拟PWM控制技术。它通过控制开关的占空比，使每个开关周期中开关变量的平均值严格等于或正比于控制参考量。平均输入电流跟踪参考电流且不受负载电流的约束，即使负载电流具有很大的谐波也不会使输入电流发生畸变。因而将单周期控制技术应用于三相整流器中可以实现低电流畸变和高功率因数，这种控制方法取消了传统控制方法中的乘法器，使整个控制电路的复杂程度降低，具有动态响应快、开关频率恒定、鲁棒性强、易于实现等优点，是一种很好的控制方法。单周期控制BOOST变换器原理图如图2所示。图2单周期控制BOOST变换器原理图在实际设计中，可以选择单周期控制技术的芯片来代替控制电路，比如英飞凌的ICE2PCS01和IR的IR1150S芯片等。在设计中选用的是IR的IR1150S芯片。135DC/DC电路DC/DC变换器是指能将一定幅值的直流输入电压（或电流）变换成一定幅值的直流输出电压（或电流）的电力电子装置，主要应用于直流电压变换（升压、降压、升降压等）、开关稳压电源、直流电机驱动等场合。DC/DC变换是将原直流电通过调整其PWM（占空比）来控制输出的有效电压的大小。DC/DC转换器又可以分为硬开关和软开关两种。1硬开关（HARDSWITCHING）硬开关DC/DC转换器的开关器件是在承受电压或流过电流的情况下，开通或关断电路的，因此在开通或关断过程中将会产生较大的交叠损耗，即所谓的开关损耗。当转换器的工作状态一定时开关损耗也是一定的，而且开关频率越高，开关损耗越大，同时在开关过程中还会激起电路分布电感和寄生电容的振荡，带来附加损耗，因此，硬开关DC/DC转换器的开关频率不能太高。2软开关（SOFTSWITCHING）软开关DC/DC转换器的开关管，在开通或关断过程中，或是加于其上的电压为零，即零电压开关（ZEROVOLTAGESWITCHING，ZVS），或是通过开关管的电流为零，即零电流开关（ZEROCURRENTSWITCHING，ZCS）。这种软开关方式可以显著地减小开关损耗，以及开关过程中激起的振荡，使开关频率可以大幅度提高，为转换器的小型化和模块化创造了条件。所以在车载充电器的设计中选用软开关。理论上，按其变换功能可将DC/DC变换器分为降压型DC/DC变换器（BUCK变换器）、升压型DC/DC变换器（BOOST变换器）、升降压型DC/DC变换器（BOOSTBUCK变换器）和降升压型DC/DC变换器（BUCKBOOST变换器）四种基本类型。然而在工程上，依据DC/DC变换器是否需要电器隔离，又可将其分为有变压器的隔离型DC/DC变换器和无变压器的非隔离性DC/DC变换器。下面将对各种变换器做详细介绍。1BUCK变换器BUCK变换器电路输出电压的平均值低于输入直流电压。电路图如图3所示。图3BUCK变换器电路图该电路使用一个全控型器件T，图中为IGBT，也可使用其他器件。根据电感电流是否连续，BUCK变换器有三种工作模式，分别为连续导电模式、不连续导电模式和临界状态。电感电流连续是指输出滤波电感L的电流总大于零，电感电流断续是指在开关管关断期间有一段时间流过电感的电流为零。在这两种工作模式之间有一个工作边界，称为电感电流临界连续状态，即在开关管关断期末，滤波电感的电流刚好降为零。他们工作波形有较大差异。由此可见，T一周期中导通时间愈长，向电感转移的能量愈多，向负载转移的能量也愈多，即输出电压愈高。所以控制开关管导通占空比可控制输出电压。其工作波形如图4所示。图4BUCK变换器工作波形T导通时，电感电压，在该电压的作用下，电感电流线性增长，电感储0UUSLLI能增加。T关断且电流连续时，电感电压，在该电压的作用下，电感电流线性下降，0LLI电感储能减少。T关断且电流断续时，电感电压，电容向负载供电。LUBUCK变换器的优点是电路简单；控制特性好；负载侧电流波动小。缺点是电源侧电流波动大；只能降压，不能升压。2BOOST变换器BOOST变换器电路如图5所示。图5BOOST变换器电路图与BUCK变换器相似，根据电感电流是否连续，也可分为连续导电模式、不连续导电模式和临界状态三种。通过控制开关管导通占空比可控制输出电压。其工作波形如图6所示。图6BOOST变换器工作波形T导通时，电感电流线性增加,电感储能增加，电源向电感转移电能。SLUUT断开时，电感电流减少，电感储能减少，电感储能向负载转移电能。CBOOST变换器的优点是电路简单；电源侧电流波动小。缺点是负载侧电流波动大；只能升压，不能降压。3BUCKBOOST变换器BUCKBOOST变换器电路如图7所示。图7BUCKBOOST变换器电路图通过控制T通断来控制电源向负载转移电能。T导通时，电感电流线性增加，电感储能增加，电源向电感转移电能。SLUUT断开时，电感电流减少，电感储能减少，电感储能向负载转移电能。C其工作波形如图8所示。图8BUCKBOOST变换器工作波形BUCKBOOST变换器的优点是电路简单；既能升压，也能降压。缺点是电源侧、负载侧电流波动大。4CUK变换器CUK变换器电路如图9所示。图9CUK变换器电路图通过控制T通断来控制电源向负载转移电能。T长期断开时，输出电压。0UT导通时间较长时，电感电流将趋于无限大，此时断开T，将有无穷大能量转移到负载，输出电压也将趋于无限大。0U其工作波形如图10所示。图10CUK变换器工作波形CUK变换器的优点是既能升压，也能降压；电源侧、负载侧电流波动小。缺点是电路稍复杂；电容充放电电流波动大。2C5单端正激变换器正激变换器电路如图10所示。图10正激变换器电路图单端正激变换器由BUCK变换器派生而来。在BUCK变换器上插入一个隔离变压器，即得到如图10所示的单端正激变压器。单端正激变压器电压增益与开关导通占空比成正比，这与BUCK变换器类似，不同的是比后者多了一个变压器变比。在实际的正激变换器中，必须考虑隔离变压器激磁电流的影响，否则铁心中存储的能量将使变压器不能正常工作。单端正激电路的优点增大了电压的输出范围；加大了电路抗干扰的能力。缺点是变压器有漏感；磁芯利用率不高，且很容易饱和。6单端反激变换器反激变换器电路如图11所示。图11反激变换器电路图单端反激变换器由BUCKBOOST变换器派生而来。和BUCKBOOST变换器相比较可知，反激变换器用变压器代替了升降压变换器中的储能电感。因此，这里的变压器除了起输入电隔离作用外，还起储能电感的作用。反激变换器在开关管导通时电源将电能转为磁能储存在变压器中，当开关管关断时再将磁能变为电能传送到负载。单端反激电路的优点转移到负载侧的能量由原边电压、等效电感、IGBT开通时间决定，与负载无关。很适合于高压小功率变换电路。缺点是变压器有漏感；磁芯利用率不高，且很容易饱和。7桥式变换器桥式变换器由四个功率晶体管组成。相对于半桥而言，功率晶体管及驱动装置个数要增加1倍，成本较高，但可用在要求功率较大的场合。桥式变换器主回路如图12所示。桥对角的两个功率晶体管作为一组，每组同时接通或断开（也可其他方式），两组开关轮流工作，在一周期中的短时间内，四个开关管将均处于断开状态。四个开关导通（或关断）占空比值均相等。图12桥式变换器电路图桥式变换器的优点主变压器只需要一个原边绕组，通过正、反向的电压得到正、反向磁通，副边有一个中心抽头绕组采用全波整流输出。因此，变压器铁心和绕组的最佳利用，使效率、功率密度得到提高。功率开关在非常安全的情况下运作。在一般情况下，最大的反向电压不会超过电源电压VS，四个能量恢复（再生）二极管能消除一部分由漏感产生的瞬间电压。这样无须设置能量恢复绕组，反激能量便得到恢复利用。缺点需要功率元件较多。在导通的回路上，至少有两个管压降，因此功率损耗也比双晶体管推挽式变换器1倍。但是在高压离线开关电源系统中，这些损耗还是可接受的。另外，能量恢复（再生）方式，由于有四个二极管，损耗略有增加。以上是对DC/DC变换器的分析。基本可以分为不带隔离变压器和带隔离变压器两大类。后者可以将电源和负载隔离，加大了安全性，但是隔离型损耗比较大。由于设计的车载充电器输出与输入都属于高电压，所以不用采用效率较低的隔离型DC/DC。而在非隔离性DC/DC中，虽然有即可升压也可降压的DC/DC，但是电路较复杂。而设计的车载充电器只需要降压，所以选用电路简单的BUCK变换器即可。2系统硬件设计21EMI滤波器选用一般的电源EMI滤波器即可。在电子设备或系统内安装EMI滤波器时要注意的是，在捆扎设备电缆时，千万不能把滤波器（电源）端和（负载）端的电线捆扎在一起，因为这无疑加剧了滤波器输入输出端之间的电磁耦合。严重破坏了滤波器和设备屏蔽对EMI信号的抑制能力。另外，要求滤波器的外壳与系统地之间有良好的电气连接，也就是说，要处理好滤波器的接地。最好不要把滤波器安装在塑料板上和其他绝缘物体上，亦不要安装在金属托架上。要尽量避免使用长接地线。因为过长的接地线意味着大大增加接地电感和电阻，它会严重破坏滤波器的共模抑制能力。22BOOSTAPFC电路BOOSTAPFC电路主电路结构简图如图13所示。图13BOOSTAPFC电路主电路图221最大输入功率和输入电流计算在正常的工作效率下，变换器的最大输入功率为WPMINAXIN3789040当输入电压最低时，输入电流的最大有效值为APFVIINIAXMAXN419760输入电流最大峰值为IIMAXAXPEKN22输入电流的最大平均值为AIIAXPEKNMAXVGN5174222输入电容的选取输入端的高频电容主要来滤除输入的高频噪音和改善输入纹波，计算如下FVRFIKCMINSAXIIN2176015249023其中是电流纹波系数（取20），R是最大高频电压纹波系数，取6。I所以选取、630的薄膜电容。FIN1223BOOST电感的选取1电感量大小的选取在输入电压最低，输入电流峰值的时候占空比有最大值53480176230VDMIN电流纹波为20峰值电流AIMAXPEKN2电感电流峰峰值为IIIAXPEMAXPEKL143028547升压电感HIFDVSNPAEI8510232选磁芯形状和尺寸根据设计手册，选EE形铁氧体3C90磁芯材料。，单线圈。TBMAX031K4343341MAX601928547120CMKBILAPPSEW其中为窗口面积，为磁芯有效截面积，L为BOOST电感，为最大峰值电流，ESPI为最大有效值电流。PLI根据手册，我们最后选取EE85B，可以满足要求。4416870CMAEW3电感线圈匝数的计算取气隙，由公式可以计算匝数M4431059843270SLN取N34匝。4导线截面积的选取导线的电流速度一般300500，这里去电流密度按有效值，最大2/CMA2/40CMAJ电流有效值为194，故导线截面积为228540419MCJISNMXC我们选取的铜导线。26C224输出电容的选取在功率因数校正变换器中，输出电容设计主要考虑维持时间，一般取30MS。那么T输出电容为FVTPCMIN3520381422200这里为输出电压最小值，一般取300。故输出电容选用3400，500的电0MINVV解电容。225开关器件的选择主开关管的选择，主开关管的选择应考虑电流有效值的152倍的裕量，电压应为输出电压的152倍的裕量。经前面的计算，功率管采用APT5010LFLL，耐压500，最大V正向通态电流46。续流二极管选用RURG5060超快恢复二极管，耐压600，正向额A定电流50。整流桥选用KBPC5010F。23APFC控制电路典型的单周期控制原理电路图如图14所示。图14IR1150S典型应用电路其中，为采样电阻，为开关频率设置电阻，为反馈电阻，为过压检测电阻。SRFRFBROVPR控制芯片采用IR公司生产的基于单调周期控制技术的功率因数校正的控制芯片IR1150S，其管脚排列如图15所示。图15IR1150S管脚图231开关频率的选择IR1150S控制的开关频率是可调的，通过一个外接电阻R来调节开关频率。由于册中频率电阻的对应关系曲线可知取16537时对应的输出开关频率为50200，这里取KKHZ外接电阻165。K232电压反馈电路设计反馈采样电阻要足够高，以减少主电路在采样电阻上的功率损耗，并满足主电路的设计要求。我们取远大于输出电阻，那么根据设计手册KRFB5021VRREFOUTEFB718373其中为芯片内部参考电压。REFV233电流采样滤波设计采样电流要经过滤波以滤除开关噪音，ISNS脚采用的是简单的RC滤波器，它的截止频率为（21）SFPSFCRF21常用的截止频率一般为115，这里选用RC滤波器，MHZ10SFR。PFCSF10234软启动设计软启动时间由下面的公式决定（22）OVEAFCMPZSIT其中，为电压误差放大器的最大输出电流，查资料为40；芯片内部OVEAIAEFCOMPV设定电压为605。选取软启动时间为50，计算得到为033。STMZ235过压保护电路设计IR1150S内部过压比较器提供专用的参考电压，设计450VVREFOVPREF49701为过压保护的门限电压，当输出电压高于450时将启动过压保护。根据设计手册有VKROVP521VRVPREFOPEFOP931647093236电流环和过流保护设计IR1150S内部提供的门限，采样电流经电阻转换成电压信号，当电压达到，1V1过流保护立即启动。电流放大器的DC增益。单周期控制的集成芯片IR1150S52DCG工作基于峰值电流模式，因此开关电流能取代电感电流作为采样电流输入到ISNS脚。最大占空比的计算VVVINMMINPEAKI2491768023524930DI由单周期控制BOOSTAPFC变换器的控制目标公式（23）INSDCINVG其中为电流检测脚ISNS的输入电压，可以得到SNV59123405611MAXDCEFOMPDCSATINSG其中，为IR1150S内部设定电压为605，当考虑过载5时，电感电流的EFCOMPV峰峰值为AKIIIOVLMAXPEKNOVLPEAKN6310524872063159OVLPEAKINSSR采样电阻的功率为WISRMAXRSNS8422237电压反馈环设计电压反馈环示意图如图16所示。图16电压反馈环示意图开环增益为（24）321SHSGT输出分压传递函数（25）01VREF对于恒定的功率负载时，传递函数为3SGH（26）02031CRVSDSIN误差放大器的传递函数（27）PZGWPZMH2其中为跨导常数。在上面的函数中电压环补偿脚接的补偿网络在传递函数中增加MG了一个零点和一个极点（28）ZGMZCRF210（29）PZGWPF0电压环补偿为了避免电压环节导致的线电流在输出上引起的失真，引入电流环补偿，电压环补偿的目的是消除输出电压上100的纹波。HZ输出电容上的二次纹波为VVCFPVOUTNDINOPK2438015207260100的纹波通常要衰减100倍，即取其典型值的1，有HZDBGOPKEFMVA57461输出电压采样环节衰减为SHREF30183701在100时误差放大器的增益为ZDBGVA1第二个极点远远高于100，所以误差放大器的传递函数可以近似认为Z（210）ZGMSCRH2根据公式（211）221ZNDMVAGMFGR这里为跨导常数，500。MGS计算得到。K10第二个极点的选择频率，取典型值为开关频率的1/6或者1/10之间，取16。KHZ（212）PGMPZGMPCRF21210计算得到。FCP124DC/DC降压电路车载充电器的DC/DC降压电路采用BUCK变换器，BUCK变换器原理图如图17所示。图17BUCK变换器原理图241BUCK变换器性能指标1输入直流电压（）380INV2输出直流电压（）32003输出功率（）7PKW4输出电压纹波（）32RV5开关频率（）20SFKHZ6蓄电池电压范围（）（200380）MAXINV242占空比D根据BUCK变换器的输入电压与输出电压之间的关系求出占空比。26350382MININOUTV421INOUTD243滤波电感L根据BUCK变换器的性能指标求出电感HITVOUTNIN7623098751043MAXA244滤波电容C根据BUCK变换器的性能指标求出电容FTULDCSOUTT14203210762398848175NRLRCIVIR25DC/DC控制电路251传递函数的建立对于类似于BUCK变换器的直流功率变换器，目前工程界采用的主要分析与设计方法是状态空间平均法。此方法的功能是，只要给出电路在2种开关状态下状态方程的系数矩阵，即可得到描述其稳态和动态小信号特性的数学表达1AB2TC12式，进而得到其统一的低频小信号等效电路模型，再通过加扰动，线性化等步骤，进一步得到描述变换器动态低频小信号行为的状态空间平均方程（213）DVBXAVBXADTSS2121（214）CYTT由式213与式（214）进行拉普拉斯变换可以求得变换器的动态低频小信号特性，如输出对输入和输出对导通比控制的传递函数。由式213与式（214）推导输出电压对导通比控制的传递函数如下。ULGXCVBXASICSDYTSTV2121210LSCRLSDS012（215）XVLDRSRCSS01112由式（215）可得传递函数（216）SRCLSGSVD02211252校正网络设计加入了补偿传感器之后的BUCK变换器系统框图和系统主电路图如图19所示。图19BUCK变换器系统框图系统要求的指标为输入电压，输出电压，开关频率为20。VS380V320KHZ整个BUCK电路包括补偿器，PWM补偿器，开环传递函数和SGCSMSGVD反馈电路。采样电压与参考电压比较产生的偏差通过补偿器校正后来调节PWMSHREF控制器的波形的占空比，当占空比发生变化时，输出电压作出相应的调整，来消除偏0U差。1的推到S由图19可以看出，输出电压为380，而参考电压为320，将参考电压与输出电VV压相对比，可得。3820H2的推导SG0PWM控制技术就是对半导体开关器件的导通和关断进行控制，使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲，用这些脉冲来代替正弦波或其它所需要的波形。按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制，既可改变逆变电路输出电压的大小，也可改变输出频率。要生成PWM波，的推导如下。S0在时，可得MCVT0（217）MCVTTD加上扰动（218）TVTCC（219）DD带入式（217）得（220）MCVVT（221）MCVD（222）VD从而得出（223）MCVDVSG10具体的取值要在系统仿真中多次试取得出，在仿真过程中选出最适合系统的取值。MV3串联校正装置通过所加的无源RC超前补偿网络的相位超前特性来增大系统的相位裕量，改变系统开环频率特性，并要求校正网络最大的相位超前角。出现在系统新的剪切频率处，使M校正后系统具有如下特点低频段的增益满足稳态精度的要求，中频段对数幅频特性的斜率为，并具有较宽的频带，使系统具有满意的动态性能，高频段要求幅值DECB/20迅速衰减，以减少噪声的影响。超前补偿网络的传递函数为（224）SSGC29013476由于计算存在误差，具体参数要在仿真过程中不断调制来得到。26总电路图总电路图见附录。3系统仿真31BOOSTAPFC电路仿真使用MATLAB/SIMULINK建立仿真模型，如图21所示。图21BOOSTAPFC电路仿真模型仿真输入电压源为22050，输入电容，输入升压电感，VHZFCIN1HL31输出电容，电压反馈电路电阻为，过压保护分压电阻为FC340KRB783，电流检测电阻。由于MATLAB/SIMULINK中没有芯片KROVP52105SIR1150S，所以控制电路根据单周期控制技术的原理搭建。带入仿真参数，选用ODE23TB算法。仿真结果如下1输入电压波形图22BOOSTAPFC电路输入电压波形2输出电压波形图23BOOSTAPFC电路输出电压波形仿真结果分析从示波器的波形图可以看出，通过BOOSTAPFC电路能够有效的将220交流电变为380直流电。通过控制电路的校正，输出电压能够有效的在经过小幅VV震荡后慢慢接近380。32DC/DC降压电路仿真使用MATLAB/SIMULINK建立仿真模型，如图24所示。图24DC/DC降压电路仿真模型仿真输入电压源为BOOSTAPFC电路的输出电压，为380直流电，输入降