数字控制双向全桥dc-dc变换器的研究本科论文

分类号学号2003611310062学校代码10487密级硕士学位论文数字控制双向全桥DC/DC变换器的研究学位申请人牛金红学科专业电力电子与电力传动指导教师康勇教授答辩日期2006年4月29日ATHESISSUBMITTEDINPARTIALFULFILLMENTOFTHEREQUIREMENTSFORTHEDEGREEOFMASTEROFENGINEERINGASTUDYOFBIDIRECTIONALFULLBRIDGEDC/DCCONVERTERBASEDONDIGITALCONTROLCANDIDATENIUJINHONGMAJORPOWERELECTRONICSANDELECTRICDRIVESUPERVISORPROFKANGYONGHUAZHONGUNIVERSITYOFSCIENCEANDTECHNOLOGYWUHAN,HUBEIPRCHINA430074APRIL,2006独创性声明本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除文中已经标明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担。学位论文作者签名日期年月日学位论文版权使用授权书本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，即学校有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权华中科技大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。保密，在_年解密后适用本授权书。本论文属于不保密。（请在以上方框内打“”）学位论文作者签名指导教师签名日期年月日日期年月日摘要双向DC/DC变换器BIDIRECTIONALDC/DCCONVERTER,BDC是可双象限运行的直流直流变换器。该变换器能够根据实际需要调节能量的流动方向，在功能上相当于两个单向直流直流变换器。随着科技和生产的发展，对双向DC/DC变换器的需求逐渐增多，主要有直流不停电电源系统、航天电源系统、电动汽车等应用场合。在需要能量双向流动的场合，双向DC/DC变换器的应用可大幅度减轻系统的体积重量和成本，有重要的研究价值。本文主要研究适用于中大功率场合的数字控制隔离型双向全桥DC/DC变换器。本文首先在介绍双向DC/DC变换器的概念、构成方法的基础上引出双向全桥DC/DC变换器，该变换器变压器高压侧为电压型全桥结构，接直流母线；低压侧为电流型全桥结构，接蓄电池。接着介绍双向全桥DC/DC变换器的工作原理，该变换器有两种工作模式充电模式时，高压侧开关管有驱动信号，低压侧开关管驱动信号封锁，工作原理与单向全桥DC/DC变换器类似；放电模式时低压侧开关管有驱动信号，高压侧开关管驱动信号封锁，工作原理与BOOST型全桥DC/DC变换器类似。同时分析了变换器工作过程中存在的占空比损失、开关管电压尖锋、启动控制等问题及相应的解决方案。然后用状态空间平均法建立变换器的小信号模型，研究双向全桥DC/DC变换器的控制模型，分析变换器的闭环系统稳定性，并给出单闭环PID控制器的设计方法。最后给出一台200W双向全桥DC/DC变换器系统设计、软件流程、数字PID控制器的实现方法、及实验结果与分析。关键词双向全桥DC/DC变换器充电模式放电模式控制模型数字PID控制ABSTRACTBIDIRECTIONALDC/DCCONVERTERBDCISTHETWOQUADRANTOPERATINGDC/DCCONVERTERTHEPOWERCANFLOWINEITHERDIRECTIONBETWEENTWODCSOURCESBDCPERFORMSASTWODC/DCCONVERTERSWITHTHEDEVELOPMENTOFTHESCIENCEANDPRODUCTION,BDCISINCREASINGLYUSEDINAPPLICATIONSSUCHASDCUNINTERRUPTIBLEPOWERSUPPLY,AEROSPACEPOWERSUPPLY,ANDAUXILIARYPOWERSUPPLYOFELECTRICVEHICLES,ETCTHEEMPLOYINGOFBDCCANREDUCETHESIZE,THEWEIGHT,ANDTHECOSTOFPOWERSYSTEMTHISTHESISISCONCENTRATEDONTHERESEARCHOFTHEDIGITALCONTROLLEDBIDIRECTIONAL,ISOLATED,FULLBRIDGEDC/DCCONVERTERTHISCONVERTERISUSALLYUSEDINHIGHPOWERAPPLICATIONSINCHAPTERONE,THECONCEPTION,CREATIONOFTHEBIDIRECTIONALDC/DCCONVERTERAREPRESENTED,ANDTHEBIDIRECTIONAL,ISOLATED,FULLBRIDGEDC/DCCONVERTERISPROPOSEDTHECONVERTERISOPERATEDWITHDUALFULLBRIDGESPLACEDONEACHSIDEOFTHEISOLATEDTRANSFORMERTHEHIGHVOLTAGEHVSIDEISCONNECTEDTOTHEDCGENERATORSUPPLY,ANDTHELOWVOLTAGELVSIDEISCONNECTEDTOTHEBATTERYINCHAPTERTWO,THEOPERATINGPRINCIPLEOFTHEBIDIRECTIONALFULLBRIDGEDC/DCCONVERTERISINTRODUCEDWHENPOWERFLOWSFROMTHEHVSIDETOTHELVSIDE,THECONVERTERWORKSINBUCK/CHARGEMODETOCHARGETHELVSIDEBATTERY,ANDTHESWITCHINGSIGNALONHVSIDEISTURNEDON,ONLVSIDEISLOCKEDOTHERWISE,ITWORKSINBOOST/DISCHARGEMODETOPOWERTHEHVSIDELOAD,ANDTHESWITCHINGSIGNALONLVSIDEISTURNEDON,ONHVSIDEISLOCKEDCHARGEMODEWORKSASISOLATEDFULLBRIDGEDC/DCCONVERTER,ANDTHEDISCHARGEMODEWORKSASISOLATEDFULLBRIDGEBOOSTCONVERTERCHAPTERTWOALSOPROPOSEDSOMEPROBLEMSANDTHESOLVEDMETHODS,SUCHASTHELOSSOFDUTYRATIO,VOLTAGESPIKE,STARTUPCONTROLLING,ETCINCHAPTERTHREE,ANEXTENDEDSTATESPACEAVERAGEDMODELISDEVELOPEDTOBUILDTHESMALLSIGNALMODELOFTHECONVERTERINBOTHDIRECTIONSOFPOWERFLOWAPIDCONTROLLERISDESIGNEDTOMAKETHESYSTEMHASASATISFACTORYTRANSIENTRESPONSEAGAINSTTHEDISTURBANCEFINALLY,A200WPROTOTYPEHASBEENBUILTTHEDESIGNOFHARDWAREANDSOFTWARE,REALIZATIONOFDIGITALPIDCONTROLLER,ETCAREINTRODUCEDINDETAILTHEEXPERIMENTALRESULTSOFTHECONVERTERAREPROPOSEDTOCONFIRMTHETHEORYANALYSISKEYWORDSBIDIRECTIONALFULLBRIDGEDC/DCCONVERTERCHARGEMODEDISCHARGEMODECONTROLLERMODELDIGITALPIDCONTROLLER目录摘要IABSTRACTII1绪论11双向DC/DC变换器概述112双向DC/DC变换器的应用513双向DC/DC变换器的现状和发展714本文的研究意义和主要工作92双向全桥DC/DC变换器21引言1122双向全桥DC/DC变换器的工作原理1123开关管电压尖峰问题2424双向全桥DC/DC变换器的启动控制2625本章小结313双向全桥DC/DC变换器控制模型的研究31引言3232非隔离型双向BUCKBOOST变换器的小信号模型3233双向全桥DC/DC变换器小信号模型的建立4134小信号模型稳定性分析4235本章小结474双向全桥DC/DC变换器的系统设计41引言4842主电路参数设计4843辅助电路设计5244控制电路设计5545本章小结585双向全桥DC/DC变换器系统的软件设计及实验结果51引言6052双向DC/DC变换器数字化控制的软件实现6053数字PID控制器的算法实现6254实验结果及分析6355本章小结70全文总结71致谢72参考文献73附录攻读硕士学位期间发表的论文771绪论11双向DC/DC变换器概述电力电子变换器是应用电力电子器件将一种电能转变为另一种或多种形式电能的装置。电源可分为两类一是直流电DC，其频率；二是交流电AC，其频0F率。因此按转换电源的种类，可分为4类基本的电能变换器13，如图11所0F示。图11电能变换器类型DC/DC变换器，又称直流斩波器，将一种直流电转换成另一种直流电的电能变换器，是直流开关电源的主要部件。DC/AC逆变器，将频率的直流电转换成频率的交流电的电能变换器，0F0F是交流开关电源和不间断UPS的主要部件。AC/DC整流器，将频率的交流电转变成频率的直流电的电能变换器。FFAC/AC变频器，将频率为交流电转变为另一种频率为交流电的电能变换1F2F器。这四类变换器可以是单向的，也可以是双向的，单向电能变换器将从一端输入的电能经变换后从另一端输出，双向电能变换器可实现电能的双向流动。本文主要研究对象是电能可以双向流动的DC/DC变换器，也称为双向DC/DC变换器。111双向DC/DC变换器的原理介绍单向DC/DC变换器，能量只能从一端输入，从另一端输出，如图12所示，这斩波器逆变器DCACDCAC整流器变频器类变换器的主功率传输通路上一般都有二极管这个环节，因此变换器传递能量时只能是单向的，即图12中，能量只能从经变换器传输到，而不能反向流动。然1V2V而对于有些需要能量可双向流动的场合（和可以是直流电压源或直流有源负载，2它们的电压极性保持不变。能量有时可从传输到，有时可从传输到），如果121V仍使用单向DC/DC变换器，则需要将两个单向DC/DC变换器反并联，如图13A所示，单向DC/DC变换器实现从到的能量流动，反并联单向DC/DC变换器实1V2现从到的能量流动。但是这样电路就会变得复杂化，实际上可以将这两个单向2V1变换器的功能由一个变换器来完成，即是双向DC/DC变换器245。图12单向DC/DC变换功能框图图13双向DC/DC变换功能框图双向DC/DC变换器是指在保持变换器两端的直流电压极性不变的情况下，能够根据需要调节能量传递方向的直流变换器245，如图13B所示。双向DC/DC变换器置于电源和之间，控制其间的能量传递。和分别是和的平均输入电1V21I21V2流。根据实际需要，可以通过双向DC/DC变换器的控制器控制功率流向使能量从单向DC/变换器1V2V1I2I20I10I单向DC/变换器1V2V1I2I单向DC/变换器双向DC/变换器1V2V1I2I120,0II120,0II120,0II120,0IIA双单向DC/变换器结构B双向DC/变换器结构传输到，称为正向工作模式，此时为负，为正；使能量从传输到，称1V21I2I2V1为反向工作模式，此时为正，为负。1I2112双向DC/DC变换器的构成方法图14双向DC/DC基本变换单元演变示意图图15双向BUCKBOOSTDC/DC变换器演变示意图从电路拓扑上讲，单向DC/DC变换器可简化为含有如图14A所示单向基本变换单元的基本原理结构5，该基本变换单元由一个有源开关和一个二极管构成，简单的实例如图15A中的单向BUCKDC/DC变换器和图15B中的单向BOOSTDC/DC变换器，由于二极管的存在，能量只能单方向传输。而常规的双向DC/DC变换器可简化为如图14B所示双向基本变换单元的基本原理结构，此双向变换单元由两个各自有反并联二极管的有源开关构成（反并联二极管也可是有源开关管体内寄生二1Q1Q2D2D2Q1DA单向DC/基本变换单元B双向DC/基本变换单元2V1V2V1V2D1Q1Q2V11D1D2Q2Q2DLLL功率流向BUCK方向BOST方向A单向BUCKDC/变换器B单向BOSTDC/变换器双向BUCKOSTDC/变换器功率流向极管）。图15C为基本的双向BUCKBOOSTDC/DC变换器，它有两种简单的工作方式保持关断，采用PWM方式工作，变换器实际为一个BUCK电路，能量从2Q1传输到；保持关断，采用PWM方式工作，变换器实际为一个BOOST电路，1V2Q能量从传输到。21V用同样的方法，可以将升降压式BUCK/BOOST、库克CUK、瑞泰ZETA、赛皮克SEPIC、全桥FULLBRIDGE等直流变换器构成BIBUCK/BOOST、BICUK、BISEPICZETA、BIFULLBRIDGE等双向直流变换器2。与传统的采用双单向DC/DC变换器来达到能量双向传输的方案相比，双向DC/DC变换器应用一个变换器来控制能量的双向传输，使用的总体开关器件数目少，且可以更快的进行功率传输方向的切换。而且，一般双向DC/DC变换器更方便在现有的电路上使用同步整流工作方式，有利于降低通态损耗45。总之，双向DC/DC变换器具有高效率、体积小、动态性能好和成本低等优势。113双向DC/DC变换器的分类按照双向DC/DC变换器的构成方法，双向DC/DC变换器可以由单向DC/DC变换器演变而来，按输入和输出之间是否有电气隔离，或功率开关器件的个数进行分类25。非隔离型双向DC/DC变换器有BIBUCKBOOST、BIBUCK/BOOST、BICUK、BISEPICZETA等，这类变换器只能实现电流的双向流动，并不能改变电压的极性，故称为电流双向变换器，即在电压和电流为坐标的平面内，仅电流可正可负，变换器工作在第I和第II象限。电压双向变换器则只能实现电压极性的变换，电流方向不变，变换器工作在第I和第象限。桥式直流变换器既能实现电流的正与负，也能改变输出电压的极性，为四象限直流变换器。因而这种四象限直流变换器对直流电机电枢供电时，可以使直流电机在四个象限区域工作。隔离型双向DC/DC变换器有反激式双向BIFLYBACKDC/DC变换器，正激式双向BIFORWARDDC/DC变换器，双向半桥BIHALFBRIDGEDC/DC变换器，双向推挽BIPUSHPULLDC/DC变换器，双向全桥BIFULLBRIDGEDC/DC变换器等。不仅同一种类型的隔离直流变换器可构成隔离型双向DC/DC变换器，而且不同形式的隔离直流变换器也可组合成隔离型双向DC/DC变换器。直流变换器的拓扑有很多种，也在不断发现新的电路拓扑。双向直流变换器的电路拓扑也在不断增加。双向直流变换器按开关转换条件，也可分为硬开关和软开关两类2。114隔离型双向全桥DC/DC变换器在非隔离型双向BUCKBOOSTDC/DC变换器的电路拓扑结构中插入高频变压器，即可构成隔离型BUCKBOOSTDC/DC变换器拓扑58，图16A为隔离型BUCKBOOSTDC/DC变换器的基本形式，其中高频整流/逆变单元和高频逆变/整流单元可以由全桥、半桥、推挽等电路拓扑构成。图16B的整流/逆变单元和逆变/整流单元均是全桥结构，该拓扑即是本文的研究对象。隔离型BUCK变换器的研究比较深入、应用广泛，但隔离型BOOST变换器的研究相对较少，因此BOOST变换器中存在的启动和开关管电压尖峰的问题6在隔离型双向BUCKBOOSTDC/DC变换器中同样存在。本文主要研究电压电流组合型隔离型双向全桥DC/DC变换器，后面的章节中将会做详细的介绍。图16隔离型双向全桥DC/DC变换器12双向DC/DC变换器的应用随着科技和生产的发展，对双向直流变换器的需求逐渐增多，应用也越来越广泛。本文列举两个应用实例供参考，一是在直流不停电电源系统（DCUPS）中的应高频逆变/整流单元高频整流/逆变单元1V2VA隔离型双向DC/基本拓扑CL1V2V1Q2Q3Q4Q5Q6Q7Q8Q1D2D3D4D5D6D7D8DB隔离型双向全桥DC/变换器1RL2RLT1N2NN用，二是在电动汽车燃料电池电源系统中的应用。121直流不停电电源系统（DCUPS）DCUPS电源目前应用已经比较广泛，文献245中已有很多介绍。图17所示是一种DCUPS的结构框图，由AC/DC变换器、电池组BA和双向DC/DC（BIDC/DC）变换器构成。其工作原理是，当供电正常时，AC/DC变换器将直流母线电压调整到稳态电压，对直流母线上的负载供电，同时经BIDC/DC给电池组BA充电，若BA已充足电，则双向变换器不进行功率转换；当供电电源掉电或出现故障时，双向直流变换器将电池组电压转变成直流母线负载所需电压，给负载供电，使负载不断电。图17DCUPS电源系统双向DC/DC变换器的功能是供电正常时作为电池组的充电器，保持电池充足电状态；在供电故障后将电池组电压转变为直流母线电压，给负载供电。通常，电池组充电的功率较小，放电时功率较大，因此对BIDC/DC的功率等级应依放电功率为准。使用双向DC/DC变换器的好处是，可以将电池的充放电的工作分离出来，运用双向DC/DC变换器单独处理蓄电池的充放电操作，更容易优化充放电过程，对于延长蓄电池的寿命和提高充电效率都有好处。当然，双向DC/DC变换器也可以作为ACUPS19中的中间直流链与蓄电池之间的变换环节。122电动汽车燃料电池电源系统燃料电池是一种可以将化学能转变成电能的装置，在电动汽车21011中有很好的应用前景。在燃料电池系统中含有一个压缩机电机，正常运转情况下，该压缩机可由燃料电池输出电压供电，但在电动汽车启动时，燃料电池电压尚未建立起来，需要辅助电源来供电，提供压缩机电机的驱动能量，给燃料电池创造启动条件。辅助电源有AC/D变换器LOAD双向DC/变换器直流母线BA两个作用在燃料电池启动前，提供直流母线的电压；当汽车制动时，希望制动能量能够回馈并得到合理的应用。采用蓄电池作为辅助供电电源，通过双向DC/DC变换器可以满足这两个方面的要求快速启动燃料电池；将制动能量回馈给蓄电池。图18为电动汽车燃料电池电源系统结构框图，双向DC/DC变换器是此电源管理系统中的重要组成部分之一。为了和目前的汽车负载保持兼容1214，电池电压一般为12V，直流母线电压为288V。蓄电池供电时，双向DC/DC变换器工作在放电模式，输入电池电压波动，输出稳定电压288V，放电功率15KW；蓄电池储能时，双向DC/DC变换器工作在充电模式，将电能存储于蓄电池中。上述领域中应用的双向DC/DC变换器的共同特点是变换器功率较大，变换器所连接的电路中一端是电压较低的蓄电池，另一端的电压较高。由于电压等级差别较大，同时出于安全、输出匹配等因素的考虑，这类变换器一般都采用变压器进行低压与高压之间的隔离，即选用隔离型双向DC/DC变换器。图18电动汽车用燃料电池电源系统框图此外，双向DC/DC变换器还在航空电源系统、太阳能电池供电系统、光伏电池等场合应用215。13双向DC/DC变换器的现状和发展131双向直流变换器的现状20世纪80年代初，为减轻人造卫星太阳能电源系统的体积和重量，美国学者提出用BUCK/BOOST型双向DC/DC变换器代替蓄电池充电器和放电器。此后人们对人造卫星用蓄电池调节器进行了深入研究，并使之进入了实用阶段。1994年FCARICCHI等研制成功电动车驱动用20KW水冷式双向直流变换器。同时燃料电池电压箝位控制器压缩机电机双向DC/变换器12V负载驱动电机逆变器280V直流母线12V蓄电池储能电容香港大学陈清泉教授CCCHAN也开展了电动车用双向直流变换器的研究和试验工作。1994年澳大利亚FELIXAHIMMDLSTOSS在PESC1994上发表文章16，总结了不隔离双向直流变换器的拓扑结构。在6种单管非隔离直流变换器的开关管上反并联二极管，二极管上反并联开关管，即可构成以下4种双向直流变换器BUCKBOOST、BUCK/BOOST、CUK、SPEPICZETA双向直流变换器2。隔离型双向直流变换器有正激、反激、推挽、半桥、全桥等拓扑结构。桥式直流变换器有两类一类是由双电压源型桥式直流变换器构成21517，主变压器两侧电路结构对称；一类是由电压源型桥式直流变换器和电流源型桥式直流变换器构成21016。这两种桥式变换器均可具有软开关特性。控制方式有两种变压器两侧开关管相移控制1020，如图19所示，其中表示变压器等效电感，通1L过控制两侧变换单元之间的相位关系来调节两个电源之间的能量传输大小和方向；只对变压器一侧开关管进行控制，来调节向另一侧传递能量的大小，另一侧开关管用其反并联二极管整流211，或采用同步整流技术2126，工作原理类似单向直流变换器。双向全桥直流变换器适合中大功率场合，并且较容易通过移相控制方式实现软开关，因此备受青睐。大量文献147102732对移相全桥变换器的工作原理、软开关条件、实现软开关的方式、数学模型、控制方法等几个方面进行了深入研究，研究表明，全桥直流变换器现已成为中大功率直流变换器的主要拓扑结构，该拓扑易于实现零压开通的软开关过程，损耗低，效率高。本文研究的对象即是电压源型全桥直流变换器和电流源型全桥直流变换器组合而成的软开关型双向全桥DC/DC变换器。软开关技术在双向直流变换器中的应用，有利于双向DC/DC变换器向小型化和模块化方向发展。图19相移控制双向DC/DC变换器等效电路1V2V1L132双向直流变换器的发展双向直流变换器和电力电子变换器一样，基本要求是工作可靠性高、成本低、维修性好、体积小、重量轻、电气特性好等12。可靠性是最主要的要求，它是衡量成功率的尺度，通常以平均故障间隔时间，MTBF（以小时计）来表示，也可用平均故障间隔时间的倒数故障率，即每一千工作小时的故障次数来表示。高的可靠性来自良好的设计、认真的制造、全面的检查、合理的使用、准确地安装和正确的维修。电力电子变换器应该在合适的供电条件下不依赖于其他条件正常工作。变换器的故障不应导致给它供电电源的故障，也不应引起与其连接的其他设备的故障。变换器的故障应不导致不安全状态，不扩大故障，更不造成火灾等严重事故。成本和所需费用是衡量变换器的第二个重要标准，也是提高产品竞争力的主要因素，应尽量在满足产品技术要求的前提下减少成本费用。维修性好坏是衡量产品的第三个重要因素。市场需求一般是免维修的或者是维修性好的产品。体积小、重量轻是产品设备的基本要求。必须通过精心的设计、合理的安装以减小体积和重量。电力电子变换器的电气性能包括供电电源的适应性、输出电能质量、电能转换效率和电磁兼容性等方面。提高电能转换效率是电力电子变换器永恒的追求。低损耗，就会有低温升和小的体积重量，因而就有高的可靠性。电磁兼容性既要考虑到不受外界干扰信号大的影响，又要不危害其他设备的正常工作。综上所述，电力电子变换器的发展方向是提高功率密度、提高效率、减少污染、模块化结构。双向DC/DC变换器是电力电子变换器的组成部分，其发展方向基本相同。但双向DC/DC变换器是电力电子变换器的一个新分支，是伴随航空航天、电动汽车等新的无污染能源科技的发展而发展起来的，其前景十分广阔。14本文的研究意义和主要工作141本文的研究意义双向DC/DC变换器这种典型的集双个单向DC/DC变换器于一体的变换器，有着重要的研究价值。目前双向DC/DC变换器的研究工作主要集中在电路拓扑和控制方式两个方面。文献2420中对双向DC/DC变换器已有较深入的研究，本文主要以应用于中大功率场合的隔离型双向全桥DC/DC变换器为研究对象，变换器有8个功率开关管，高压侧是电压源型全桥结构，低压侧是电流源型全桥结构。目前对双向DC/DC变换器的控制模型方面的研究较少，因此研究并得出双向全桥DC/DC变换器的控制模型具有重要的价值。142本文的主要工作本文的主要研究对象为数字化控制电压电流组合型隔离型双向全桥DC/DC变换器，针对该变换器做了以下工作第一章介绍双向DC/DC变换器的概念原理、构成方法、分类及应用领域，并对其研究现状和发展作了简略的介绍，并给出了本文的主要研究对象为隔离型双象全桥DC/DC变换器。第二章详细介绍双向全桥DC/DC变换器的充电模式和放电模式下的工作原理，并分析了充放电模式下存在的一些典型问题及相应的解决方法。第三章是对双向全桥DC/DC变换器的控制模型的研究。首先利用状态空间平均法建立了带阻性负载非隔离型双向BUCKBOOST变换器的小信号模型。然后推得带蓄电池有源负载的隔离型双向全桥DC/DC变换器的小信号模型。最后给出了变换器的闭环控制输出结构框图，分析了其稳定性及PID控制器设计过程。第四章介绍双向全桥DC/DC变换器的系统设计，包括主电路主要元器件的参数设计，辅助电路和控制电路的设计。第五章介绍变换器的软件流程和实验结果及分析。并介绍了数字PID控制器的算法实现过程。最后对全文做了总结，并对进一步的工作方向作了展望。2双向全桥DC/DC变换器21引言本文主要研究对象是带隔离变压器的双向全桥DC/DC变换器，该变换器隔离变压器两侧均为全桥结构高压侧为电压型全桥结构；低压侧为电流型全桥结构。该拓扑结构的优点主变压器只有一个一次绕组和一个二次绕组，通过正、反向的电压得到正、反向磁通，变压器铁心和绕组得到最佳利用。全桥结构使得功率开关管的最大的反向压降减半133。该拓扑结构的缺点需要的功率元件比较多。在导通的回路上至少有两个管压降，因此效率有所降低，由于变压器两侧均有四个开关管，损耗也略有增加。22双向全桥DC/DC变换器的工作原理图21双向全桥DC/DC变换器主电路221变换器主电路拓扑带隔离变压器的双向全桥DC/DC变换器的拓扑结构如图21所示。图21中变压器两侧整流/逆变单元均是全桥型结构，高压侧的为电压型全桥结构，低压侧为电流型全桥结构。两侧可以实现能量的双向流动2。图21中，为高压侧母线负载；变压器两侧绕组匝数分别为、，匝比为1R1N2；为变压器高压侧等效漏感或与外串电感之和；为变压器低压侧等12NNRL2RL效漏感或与外串电感之和；、分别为变压器高压侧和低压侧所串隔直电容；1BC2V2D1TN1LR1CD3CD2CD4CN12Q1Q2Q3Q4V1CBD5LR2CD7CD6CD8CQ5Q6Q7Q8CBK1充电模式放电模式1RFCFL在充电模式时是滤波电感，放电模式时是储能电感；是高压侧的滤波稳压电容。FLFC该变换器有两种工作模式当供电电源正常时，开关闭合，提供母线负1V1K1V载能量，同时通过变换器给蓄电池充电，称为充电模式；当供电电源故障时，1R2开关断开，蓄电池作为应急供电电源通过变换器升压后提供高压侧母线负载K2V能量，称为放电模式。1充电模式时，开关管有驱动信号，并采用移相PWM控制方式，而开关管14Q则不加驱动信号，只利用其反并联二极管实现输出全桥整流。放电模58Q58D式时，开关管有驱动信号，当四个开关管同时导通时电感储能，当对管58FL5Q、（或、）同时导通时，向高压侧负载传递能量，实现变换器的升压功能，867而开关管则没有驱动信号，只利用其反并联二极管实现输出全桥整流。1414下面详细说明这两个工作模式时电路的工作原理。222充电模式工作原理2221等效电路当变换器处于充电模式时，开关闭合，供电电源向母线负载正常供电，1K1V1R同时向电池充电。正常供电时，负载所消耗的能量是恒定的，对双向变换器的传R递功率没有影响，滤波电容上的电压保持为且恒定不变的，对变换器功率变FC1FC换也没有影响，故分析该模式工作原理时，可以不计母线负载和滤波电容。因1F此，充电时主电路等效电路如图22A所示，由图可见充电模式等效电路类似全桥直流变换器134，由全桥逆变器和输出全桥整流滤波电路构成，因此，其工作原理的分析可以参考全桥直流变换器工作原理。所不同的是充电模式时负载是有源负载蓄电池。如果有源功率开关管的导通时间有差异，则加在变压器高压侧的交流电压就会正负电压幅值相等、脉冲宽度不相等，其中将含有直流电压分量，会在变压器高压侧绕组中产生很大的直流电流，并可能造成磁路饱和而使变压器不能正常工作，因此，通常在逆变器输出和变压器高压绕组之间串入隔直电容13（如图22A中的），是变压器高压侧等效漏感与外串电感之和。1BCRL2222控制方式桥式直流变换器和逆变器一样，有双极性、单极性和移相三种控制方式23。在桥式直流变换器中，移相控制方式易实现开关管的零电压（ZVS）开通，故在此讨论研究移相控制方式下的全桥直流变换器。移相控制方式12一个桥臂的两个开关管的驱动信号1800互补导通且中间有死区，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角。通过调节移相角的大小来调节输出电压。图22B中、的驱动信号超前于、一个相位，称、组成的桥臂1Q23Q41Q2为超前桥臂，、组成的桥臂为滞后桥臂。图22A中的开关管上不仅344有反并联二极管，还有并联电容，它们可以是开关管的结电容，或外1D14C加的小电容。的作用是使开关器件在关断时其两端电压从零缓慢上升，实现4C软关断，减少关断损耗。在开关器件关断、开通过程中，电容与谐振，使14C1RL开关管在施加驱动信号开通时其两端电压已为零，从而实现零电压开通，无开通损耗。AD1TN1LFLR1C1D3C3D2C2D4C4D5D7D6D8N1N2Q1Q2Q3Q4V1CB1ABCDV2BQ1Q2Q3Q4Q4Q1驱动信号VAB00T1T0T2T3T4T5T6T7T8T9T10T1T12T3IPVCDV1V1/NV1I1I2IPQ14D58ONC12Q4D58ON2458OND2C34D58ON235678ONQDDQ23D67OI3I5IPDTDTTTC图22双向全桥DC/DC变换器充电模式2223运行模式分析为了使图22A电路工作原理的分析简明、清晰，假定1所有功率开关管均为理想器件，忽略正向压降及开关时间；C3Q3V1Q2C1Q1C3Q3V1Q2C1Q1D2C4Q4D2Q3V1Q2C1Q1D2D3C4Q4V1C1Q1C4Q4模态2T1T2模态3T2T3模态4T3T4模态5T4T5模态6T5T6C3Q3C2V1Q2C1Q1IP模态1T0T1V1C1Q1C4Q4IPIPIPIPIPQ4Q4Q3Q3Q2Q22所有电感、电容和变压器均为理想元件；3，；12LEADC34LAGC4只要滤波电感比较大，且（为变压器匝比），在一个开关FL21/FRLN周期中电流变化不大，可以近似为恒定不变。ILF图22B是该全桥变换器的充电模式时的主要工作波形1333，在一个开关周期中，共有12个开关模态，因为前半个周期的开关模态和后半个周期的开关模态工作情况类同，所以图22C只画出稳态工作时半个周期6个开关模态的等效电路，且未画出变压器输出电路。模态1时，关断，电感电流达到最大值。由于电路有0T0T1Q1RLPII电感，等效电感很大，电流变化不大，从转到、。从零21RFLNPIPI1Q1C21电压开始充电，实现了软关断；放电。时，从零充电到，从放2C1TV电到零，开始导电，创造了的ZVS条件。副边经、整流输0ABCDV225D8出。在期间011TT01121012PLEADTICPCCVIT210/LEADPTVI由于是在导通后开通，所以和驱动信号间的死区时间，即2D2Q1201DLEATT221/DLEALEADPTCI模态2时，开始导电；时关断。1T1T0ABDV22T4Q期间，A、B两点已不存在电压，逐渐减少，感应电压使变压器1T0VPI1RL输出，故副边仍是、导通。但由于回路等效电感很大，CD582FK故仍衰减缓慢，直到时有关断信号为止，。由于较小，。PI2T4Q2PII1R0CDV期间对应于和两桥臂之间的移相角，02T13，其中为变换器的开关频率。20SSFFT20STFTSF模态3时关断，从转到、。从零电压开始充电，4PI43C4实现了软关断；放电，从零变为负值。时，从零充电到，4Q3C4ABCV3T4C1V从放电到零放电到零，开始导电，创造了的ZVS条件。3C1V13DQ期间，变压器原边电压反向，故二次绕组感应电动势使、开始2T0AB6D7导通，则、均导通，则，全部加在上，使逐渐5D6780C1ABV1RLPI减少，时刻。3T3PII在期间，则原边电流和电容2T23PII41ABCPI、的电压分别为3C422COSPIIT4INCVZ2122SPIT其中，则这一开关模态持续时间为2PRLAGZLCRLAGL231232SINPVTZI比较式21，很容易得到。2301T由于是在导通后开通，所以和驱动信号间的死区时间，即3DQ4323DLAGTT2412SINDLAGPVTZI模态4这期间、导通。时，开始导通，时，3T2D33T3D4T，、开始导通。由图22A，由于为负，副边、均0PI2QABV567D8导通，使变压器两端电压为零，故经、向电源回馈能量，电源电压加PI2311V在电感两端，电流线性下降，时下降为零。1RLPI4T模态5这期间、导通，建立负载电流。时，这时4T2Q34T0PI、已有驱动信号，其等效电阻为零，故时电源电压经、加在电感2Q34T1V2Q3两端使电流反向从零线性增加。时，。期间，变压器原边1RLPI5T5PII45T电压虽已反向，但、不足以提供负载电流，因此、仍是同时6D7D678导通，变压器仍处于短路状态，。0CDV模态6这期间，电源经、向负载供电。5T12Q3，关断，结束了半个周期6个开关模态。为后半个周期，T2Q06T612T为一个完整周期。012在充电模式中，向传输的功率随对管（和、或和）同时导通时1V2142Q3间的增加而增加。2224两桥臂实现ZVS的差异由上面的分析知道，因为开关管并联电容的存在，开关管的关断为软关断。但是要实现零电压开通，却必须要有足够的能量来抽走将要开通的开关管并联电容上的电荷，并给同一桥臂将要关断开关管并联电容充电3。忽略变压器原边绕组电容，要完成充放电，必须满足下式（）252221INININVCVELAGED,超前桥臂容易实现ZVS，这是因为在超前桥臂的开关过程中，输出滤波电感是和谐振电感串联的，回路等效电感很大，电感电流达最大FL1RL21RFLK1RL值，可以近似为恒流源，因此超前桥臂实现ZVS开通的条件是PII26222231411PLEADICVV式26很容易满足。滞后桥臂要实现ZVS比较困难。这是因为滞后桥臂开关过程中，变压器副边是短路的，负载侧和变压器原边没有关系，原边回路电感即是谐振电感，电感电流1RL为。此时用来实现ZVS的能量只能是谐振电感中的能量，因此滞后桥臂实现ZVS2I开通的条件是272222131411RLAGLICVV比较式26和27，很明显，超前桥臂易实现ZVS开通，滞后桥臂较难实现ZVS开通。这是因为一般较小，尤其是在轻载条件下，谐振电感中储存的能量1RL1RL更少，往往导致滞后臂无法实现ZVS开通。要实现滞后臂的ZVS开通，必须使变压器原边电感的谐振能量满足式27，可以有两个途径13增大变压器励磁电流；在变压器原边串联更大的谐振电感。增大励磁电流使得变压器原边电流在负载电流的基础上多了一份励磁电流，会导致逆变桥的通态损耗增加，变压器损耗也会增加。而在变压器原边串联大的谐振电感会带来副边占空比丢失增大。2225占空比损失的计算观察图22B的逆变器输出电压和整流桥输出电压的波形，可知，在ABVCDV和期间，这就造成，半个周期内整流桥输出电压25T81T0ABCD的占空比小于逆变器输出电压的占空比，占空比有损失1327。CDVEF图23充电模式简化理论波形下面计算副边占空比和原边占空比之间的关系263338。为分析方便，忽EFDD略开关管并联电容充放电过程，则移相全桥直流变换器理论开关波形可进一步简化，见图23，图中给出了充电模式一周期内开关管斩波电压、电感上的电流波ABV1RLPI形和变压器副边整流输出电压波形。由图23可见，由于变压器存在漏电感，CDV1R使占空比损失期间和，原边电流以斜率上升，因此输出电压25T81T1/R占空比小于原边占空比，由超前臂和滞后臂开关管的驱动信号的相位差CDVEF决定原边占空比，由移相控制决定；128/TT副边占空比，。2EFEFD充电模式时，变换器的电压增益推导过程见第三章为2821/EFVN00VABVCDIPI2I1I2IPIPI1T0T2T5T6T8T1T12V1/NV1DT/2T/2DEFT/2IPIO/N功率传输阶段，变压器高压侧漏电感电流最大值为，最小电流为，此期间PI1I变压器提供充电电流，所以折算到高压侧的充电电流可以近似为高压侧电感OI/ON电流的平均值，即2912/OPINI21021212/122/FFRVTPLNEFVTEFLDI由上面三个式子，可推得21112112242RRRFFLVLLTEFOONVTLNVTNDIDID由于，故有效占空比近似为21FRNL21214RLEFONVTI由式212可知，由于变压器有漏电感，原边电流不能突变，因而有效占空1R比总小于原边占空比，即存在占空比损失，越大，占空比损失也越大。有效EFD占空比与许多因素有关，如充电电流、输入电压、原边占空比。FOI1D为减少占空比损失，可减小电感，但是会影响实现开关管的ZVS开通。因此，1RL要选取合适的电感。由于占空比的损失，为保证输出电压，必须减少变压器变比1RL，而变比的减小又带来新的问题原边电流增加，开关管峰值电流增加，通态损N耗增加；副边整流管耐压增加；占空比损失增加。2226副边寄生振荡问题充电模式在移相控制ZVS工作过程中，实现了高压侧开关管的软开关，但其输出全桥整流器中的四只二极管不是工作在软开关状态。输出整流二极管在换流时，变压器副边存在寄生振荡。整流桥的寄生振荡产生于变压器的漏感与变压器绕组电容和整流管的结电容之间3。当副边电压为零时，全桥整流中的四只二极管全部导通，输出滤波电感电流处于自然续流状态。而当副边电压变化为高电压时，有两只二极管需要关断，另两只继续导通。这时变压器的漏感就开始和关断的整流二极管的电容谐振。原边利用了电感实现谐振开关。但是在输出整流二极管换流时电感与整流1RL1RL二极管的结电容相互作用，造成严重的寄生振荡。关断的二极管由于较大的反向恢复电流，在谐振回路中产生很大的初始电流，给关断的二极管两端造成很高的尖峰电压，大大提高了低压侧开关管的电压定额和安全工作区要求。图24原边加二极管钳位减少寄生振荡要减小副边寄生振荡，就希望低压侧开关管反并的二极管具有开关速度快、超快恢复的特点。因此，在整流侧开关管上反并快恢复二极管，对输出整流电压尖峰有一定的抑制作用。文献3中介绍还可以通过增加RC、RCD等缓冲网络的方法来减少振荡电压幅值。还有一种简单有效的方法就是，在原边加二极管钳位339。如图24所示，在变压器和电感之间用两个二极管、分别引至母线的正负端。当副边01D2整流二极管反向电压由于振荡过冲超过原边电压在副边的折射值时，导通钳位二极管，将副边的振荡能量返回原边电源，当谐振电压为负值时，钳位二极管关断。2227电路环流电路环流240是指电路中虽有电流，却不能传递能量，而是带来损耗的电路电流。参考图22B，充电模式时的电路环流存在于期间，电感上的电12T1RL流经变压器原边绕组、开关管、二极管形成闭合回路；期间，电PI1N4Q2D78T感上的电流经变压器原边绕组、开关管、二极管形成闭合回路。由于R1LPI131、时间很短，所以可以近似认为，环流时间为、。0T6702T68、这段时间也是开关管的移相时间，因此移相角越大，环流持续时间越长，28TD1T1NLFLR1C1D3C3D2C2D4C4D5D7D6D8N1N2Q1Q2Q3Q4V1CB1ABCDV2D01D02损耗增加。当输入电压增加时，移相角就增大，这也是该变换器在电源电压增高时效率降低的一个原因2。223放电模式工作原理2231等效电路放电模式时，电池作为电源通过变换器提供高压侧负载能量。其等效电路2V1R如图25A所示。图25A所示放电模式类似BOOST型全桥直流变换器，又称电流型全桥直流变换器2，主电路输入端接有BOOST电感，输出端仅接有输出滤波电FL容和负载，变换器实现升压功能。另外，考虑到BOOST型变换器开关管电压尖FC1R峰的问题6，在输入端采用有源钳位电路。电压尖峰问题将会在下一节中做具体介绍。同样，考虑到有源功率开关管的导通时间有差异，可能造成磁路饱和而使变压器不能正常工作，在逆变器输出和变压器低压侧绕组之间串入隔直电容13（如图25A中的），是变压器低压侧漏感与外串电感之和。2BCRL2232控制方式放电模式时，开关管驱动信号如图25B所示。在同时有驱动信号时，58Q四个开关管同时导通，电源电压加在输入电感上，电感电流增长，若只有对管FLLFI、（或、）导通时，则电感电流流入变压器的原边线圈，电感和电5Q867QFI源能量向负载传送，电感电流下降。为了防止电感电路的突然断开，同一桥臂开LFI关管（、或、）之间不是加死区时间，而是加重叠导通时间，即每个开5678关管的导通时间大于（为变换器的开关周期），导通占空比大于05。/2T2233运行模式分析为了使图25A电路工作原理的分析简明、清晰，假定1所有功率开关管均为理想，忽略正向压降及开关时间。2，只要BOOST电感比较大，电感电流连续。56C78FLFLLFI3变压器为理想变压器，忽略线路中的寄生电阻。图25B是该全桥变换器放电模式的主要工作波形2，一个开关周期中共有12个开关模态，因为前半个周期的开关模态和后半个周期的开关模态工作情况类同，所以图25C只画出半个周期6个开关模态的等效电路，且未画出变压器输出电路。模态1时，同时导通，电池电压加于电感上，电流0T0T58Q2VFL增长。时，、关断，电流对其结电容快速充电至，所以、LFI67LFICC6Q是硬关断，此时钳位二极管导通，电流一路进入钳位电容，钳位电容电7QCDF压不断增加，另一路进入变压器原边线圈，原边电流从零逐渐增加，增长率与CCVPI钳位电容