英飞凌驱动培训及其使用中的问题PPT课件

1、.,1,IGBT门极驱动选型,: 通过IGBT 数据手册对IGBT驱动选型,: 例如: 选择适用于英飞凌IGBT模块FF450R17KE4的IGBT驱动,.,2,门极驱动功率的计算:,- 门极充电电容，通过公式Q=C*V 算出.通常IGBT生产厂商用一个门极电,压30V(15V)来指定门极充电电量。,SCALE-2技术的CONCEPT IGBT门极驱动使用关断电压在-8 到-15V之间。 - 驱动功率，通过门极充电电容计算P=Q * fsw*V,- 驱动功率，通过数据手册的输入电容计算P=Cies* fsw* V2*5,例：,门极充电电容4.6c,开关频率4kHz: P=4.6c*4kHz*3

2、0V,P=0,552W,输入电容36nF,开关频率4kHz: P=36nF .4kHz .302 V2. 5,P=0,64W,.,3,门极驱动电流的计算,- 门极电流由门极驱动电压和门极电阻决定,- 门极电阻由IGBT芯片或等于IGBT模块内置电阻,加上外置门极驱动电阻 - 开通和关断的峰值门极驱动电流通过公式计算 Imax=V/(Rinternal+Rexternal) Rinternal=1,7 Rexternal= 3,3,Imax =30V/(1,7+3,3),Imax =6A,.,4,: 选择合适的IGBT驱动 - 电压等级1700V,- 门极驱动功率P=0,64W - 门极电流Im

3、ax =6A,.,5,CONCEPT IGBT驱动对IGBT的保护 : IGBT是如何被损坏的? VCE过压 VGE过压 高dv/dt ESD 长时间过流 IC 短 路 电 流 超 过 10s 高di/dt,温度 Tj150 Tcase- 40,机械压力 热循环震荡 热冲击功率循环,.,6,: CONCEPT驱动能在哪些方面保护你的IGBT VCE过压 VGE过压 高dv/dt ESD 长时间过流 IC 短 路 电 流 超 过 10s 高di/dt,温度 Tj150 Tcase- 40,机械压力 热循环震荡 热冲击功率循环,.,7,我们对短路的定义 : IGBT引脚短路 : SC case 1

4、 : 硬件或软件故障 : 设计失误 : Vce sat过压检测,:,变频器终端短路,: Vce sat过压检测 : 电流传感器检测 : 发动机短路。高电感量, 例如相间短路或相对地短 路 : 此时Vce sat过压检测无 法保护IGBT,.,8,: 低感短路,保护波形,短路时间和电流是,VGE的函数 tcs; Ics= f (VGE);,.,9,短路保护电路 通用驱动短路,保护,即插即用驱动,短路保护,.,10,有源箝位保护：,新一代SCALE-2 产品的保护,功能。,带软关断的先进自动箝位,+15V 门极箝位,通过V进行VCE sat监测,独立控制开通和关断,.,11,.,12,并联技术,并

5、联电路的动态和静态电流均流,: IGBT模块并联连接时电流分布的均衡性取决于很多因素。我们需要区别对,待动态电流分流和静态电流分流。 : 静态电流均流由IGBT的,开通和通过的电流确定：,: 每个半桥并联连接的,电阻差异,: 并联中连接芯片 的VCE sat 和 VF。 : 并联中各连接半桥,的温度差异。,: VGE,.,13,: 动态电流分流，在开通和关断时的动态电流分流可以由一 下因素决定 : IGBT芯片的VGEth分部 : 单个半桥间与直流母线 的杂散电感Ld的差异,: 在转换过程中的磁场 分布 : 并联半桥间的温度 差异 : VGE : 门极-发射极的电感,: 对直流总线杂散电感的调

6、整,.,14,所有SCALE IGBT门极驱,动都能用于简单的并联IGBT。,: 每个IGBT模块都需,要自己的门极电阻 : 辅助发射极需要由,以下途径扩大 - 发射极电阻 - 共模抑制,:门极-发射极电缆需要长,度和横截面都均衡对称。 : 为了减少门极-发射极的,电感有必要将门极发射极,电缆绞在一起。,: 注意：越快开关IGBT，,门极-发射极的电缆电感作用越明显.,: !不同的电缆长度= 不同的开关性能!,.,15,用SCALE-2 IGBT门极驱动并联,SCALE-2 IGBT门极驱动拥有: : 非常低的延迟时间 90ns : 非常小的波动 8ns,: SCALE-2 IGBT门极驱动适

7、合在并联中直接开关(图2.),: SCALE-2 IGBT门极驱动通过一个双极管提供电压而起作用，因此可以使用一个 独立的增强电路。(图1). 图1:用原有的增压器并联,图2 :用SCALE-2即插即用IGBT门极驱动并联,.,16,.,17,: 多通道门极驱动方案,- 最简单可靠的方式去并联IGBT,- Concept SCALE-2直接并联提供快捷成功的扩展,.,18,应用培训,在你开始设计之前,: 请花点时间学习我们的数,据手册，应用指南和设计说明,I/O接口2SD315AI,.,19,SCALE驱动内核 2SD315AI的应用,当PWM信号有TTL电平, VL pin脚连接如左图所示。

8、,当在输入端InA和InB有15V电平, 这时VL pin脚通过一个约1kW的电阻 连接到+15V(如图(右图). 施密特触发器输入端InA和InB的门槛电压这 时各为5V和10V。这个变量在更长的线缆连接控制和驱动时尤其推荐,，这可以提高信号和噪声的比例，抗干扰能力更强。,.,20,参考电阻可通过以下方式计 算: Vth = Vce检测关断阈值 例如: 所需的关断阈值 Vth = 5.85V,Vth 150uA,5.8V 150uA : 如果原边用到状态输出 ，稳压二极管Ds不要被省 略掉。如果原边不用状态 输出，LS1 应连接到 COM1 而 LS2 连接到 COM2 以增加驱动的抗扰 性

9、。,Rth =,.,21,.,22,SCALE-2驱动内核2SC0108T,的应用,VCC终端,驱动的接口连接器有一个VCC 终端. 像DC-DC 转换器给辅助边供应电压 一样，它给原边电器供应15V电压. MOD (模式选择),直接模式. 如果MOD输入端连接到,GND, 选择了直接模式.,半桥模式. 如果MOD输入端通过一个 71kRM181k的电阻连接到GND，,选择了半桥模式。,INA, INB (驱动输入, 如 PWM),可用在3.3V到15V之间所有逻辑电平,的信号。,SO1, SO2 (状态输出),输出端SOx带漏极开路晶极管. 当故 障状态被检测到(原边提供欠电压,辅 助边提供

10、欠电压,IGBT短路), 相应的 状态输出SOx下降(连接到GND). 否 则,输出段产生高阻抗.,TB (输入调整闭锁时间TB),TB端允许通过连接一个电阻RB 到,GND去设定闭锁时间TB,.,23,Vce电压参考端子(REFx),电压参考端REFx允许通过在 REFx 和 VEx间放置一个电阻以,设定过流保护的阀值。,REFx pin脚产生一个连续电流 150uA,门极开通(GHx) 和关断(GLx)端 这些终端允许开通(GHx)和关断 (GLx)门极电阻连接到功率半导,体的门极。,集电极检测(VCEx) : 计算Cax : 例如:,: 需要一个Cax=400pF的电容，,确定一个在,R

11、thx=33k和VGL=9V时，值为 4s的反应时间. 如果使用两个 1N4007,相应的VCE 阈值是3.5V 二极管.,.,24,.,25,关于IGBT驱动的几个基本问题,梁知宏,英飞凌科技（中国）,.,26,内容,门极电压 - 开通电压：对饱和电压和短路电流的影响 - 关断电压：对关断和损耗的影响 门极电阻 - 对开关能耗和开关特性的影响 - 选择和配置的注意事项 驱动与保护,- - - -,线路设计的几个原则 门极箝位，有源米勒箝位（Active Miller Clamping） 动态电压上升控制（DVRC） 短路保护：Vce检测，软关断，两电平关断,对目前驱动器产品的评价（仅供参考）

12、 Page 2,.,27,门极电压：开通电压+Vge,Tvj=125C 对饱和电压的影响 Vge ，Vcesat 注意：Vge规格-最大允许值20V Tvj=125C 对短路电流的影响 Vge ，Isc （tsc ） Page 3,.,28,门极电压：关断电压-Vge或0V,用-Vge（-5V-15V)使IGBT 关断更可靠，有利于防止误 开通。 用0V关断，可考虑采用有源 米勒箝位使关断更可靠（见 后页“驱动与保护”）。 用0V+15V开关时，门极电,荷较小(以600V IGBT3为例， Qg为-15V+15V时的40%），,米勒电容对门极的影响（半桥中另一IGBT开通时）,门极驱动电流较小

13、。 用0V关断时，toff和Eoff较 大（以600V IGBT3为例： toff为-15V时的2-3倍，Eoff 比-15V时增加约10%）。 注意：Vge规格-最大允许值20V 寄生电感对门极的影响（FWD反向恢复结束时） Page 4,.,29,Page 5,门极电阻,Rg对开通影响大，表现在以下几个方面：,- 开通能耗（Eon） - IGBT的电流尖峰（续流二极管的反向恢复电流） - dv/dt Rg对关断影响不明显，表现在以下几个方面： - 关断能耗（Eoff） - di/dt（主要由芯片技术决定，Rg很大时才有影响） - dv/dt Rg对开通和关断延时都有影响,Eon，Eoff,

14、关断波形,开通 波形,Rg较小 Rg中等,Rg较大,.,30,门极电阻,Rg下限：规格书中的测试条件 Rg上限：IGBT损耗/发热，死区时间 功率计算（假设驱动功耗都消耗在 Rg上）： Pg = Vge Qg fsw 2,其中：Vge = Vcc - Vss Qg = Vge/30 QG,QG：见规格书（-15V+15V） fsw：开关频率 IGBT并联时，建议每个IGBT一个Rg （共用一个驱动器），以减小IGBT 内置门极电阻值误差对开关一致性 的影响。 Page 6,0V,Vss/0V,Vcc Driver,.,31,门极电阻,15V,Vss,Rg _ ext,Rg _ int,PWM,

15、Ro,Rg选择方式（仅供参考）,首先确定驱动器型号，以获取驱动器输出峰值电流。 注意：规格书中的参数是基于较理想驱动器的测试结,果（驱动器输出等效电阻可近似为0），且驱动电压,为-15V+15V。,选择方式一：考虑驱动器输出能力（假设输出峰值电流为输出“短路”电流）,15 R0, I o max =,15 Vss Ro + Rg _ ext + Rg _ int, Rg _ int, Vss I o max,Rg _ ext ,如有可能，确定所选Rg值是否满足驱动器温度要求。 通过测试最终确定合适的Rg值。 Page 7,15 (15) Rg _ datasheet + Rg _ int,15

16、 Vss Ro + Rg _ ext + Rg _ int, Rg _ int Ro,Rg _ ext ,(15 Vss) ( Rg _ datasheet + Rg _ int ) 30,选择方式二：考虑下限，即对IGBT和续流二极管的冲击,.,32,驱动与保护,线路设计和布局的几个原则： 驱动电路与IGBT门极的距离越短越好 驱动电路与IGBT模块必须用导线连接时，导线越粗越好（双绞线） IGBT的G和E之间必须跨接电阻（10K左右） RGE和门极箝位元件尽可能直接放置在IGBT模块上 优化驱动电路在PCB上的布局 Page 8,.,33,Page 9,驱动与保护：箝位，DVRC,PWM,

17、+16V,-16V,D2,RG,FZ2400R17KE3,FF1200R12KE3,DZ1,R1,C1,CDIF,D3,T1 T2,T3,T4,R4,IC1,t,UDVRC U UAVC,I,T5,t,U,IDVRC,IAVC RAVC,100pF D1,t R2 47,R3 36,2,动态电压上升控制（DVRC）,有源米勒箝位（Active Miller Clamping）,门极箝位：用肖特基二极管和电源电压 将Vge限在15V，限制短路电流。 有源米勒箝位：利用附加晶体管的导通 吸收由米勒电容和dv/dt产生的门极电 流，保证0V关断的可靠性。 DVRC：检测dv/dt，延缓IGBT的关断

18、，,限制di/dt和电压尖峰。,门极箝位,.,34,驱动与保护：短路保护,Vce检测： - 适用于直通短路等“硬”短路（低寄生电感回路）的保护 - 不适合用于过流保护 - 注意De-sat二极管的选择 - 消隐电容的选择受电流源误差影响,电流 Ic,电压 Vce,过流,短路,电压 Vce 电流 Ic,短路,软关断：在检测到短路后，驱动器输出较高阻抗，等效于很大的门极电阻 值，限制di/dt和电压尖峰。 两电平关断：在检测到短路后，驱动器迫使门极电压下降到第二电平（如 9V-11V），以降低短路电流，延长IGBT的短路允许承受时间。 Page 10,.,35,Page 11,驱动器产品：目前所用技术,屏蔽,光耦隔离型 基本/安全隔离 传输延时大，成本高 CTR随使用时间增加而降低,电平移位型（Level Shift） 无隔离的热地连接 传输延时小 需加光耦才能实现基本隔离,磁性变压器型 安全隔离 传输延时小 成本高,.,36,Page 12,对目前驱动器产品的评价（仅供参考）,反射型,面向型,光隔隔离型驱动IC Opto-driver,.,37,对目前驱动器产品的评价（仅供参考）,光隔驱动器与电平移位驱动器的对比 Page 13,.,38,目前变频器用驱动方案（仅供参考）,3.7kW以下 电平移位驱动IC 光隔驱动IC 低成本 紧凑型设计 智能,