有源微波电路

1、第7章 有源微波电路,7.1 微波混频器,微波混频器是将接收机所接收到的微波信号变换成中频信号，以利于进一步对信号进行后续处理的微波有源器件,混频器之所以具有这种功能，关键在于其中使用了具有非线性电导的非线性元件肖特基势垒二极管,7.1.1 肖特基势垒二极管,金属和半导体直接接触构成表面势垒的二极管称为肖特基势垒二极管。金属端加上正电压时，肖特基结耗尽层减薄，二极管处于正向导通状态；金属端加上负电压时，肖特基结耗尽层加厚，二极管反向不导通,一肖特基势垒二极管的结构,肖特基势垒二极管管芯剖面,小孔中的金属与N+半导体形成肖特基势垒结。窗孔直径愈小，结电容也愈小，工作频率愈高,二肖特基势垒二极管的

2、等效电路和伏安特性,Rj和Cj分别是肖特基势垒结的结电阻和结电容，它们都随外加电压的变化而变化。Rj是产生混频作用的最主要的非线性参量。结电容Cj由于对结电阻Rj的旁路作用要损失微波能量，它限制了二极管混频的上限工作频率,肖特基势垒二极管的电压-电流(伏-安)特性,Gj1/Rj是用该管作混频二极管时的动态变频电导，它也是该管伏安特性曲线的斜率,三混频管的主要参数,i,截止频率fc 变频损耗 噪声温度比 (等效噪声温度 TD ) 中频阻抗Zif,7.1.2 微波混频器的混频原理,微波混频器主要是利用肖特基势垒二极管的非线性电导来混频。在分析二极管微波混频器的混频原理时，我们只需注意管子的伏安特性

3、,如图是单个二极管混频器的原理图，其中：V0是直流偏压，一般微波混频器为使电路简单常不外加直流偏压；vL是本振电压，是功率为毫瓦级的大信号；vS是微波信号电压；是微瓦级甚至功率更小的微弱信号；ZL是混频器输出负载阻抗。 设加在混频二极管上的本振电压vL(t)和信号电压vs(t)分别为,式中：L和s分别是本振和信号的角频率，VL和Vs分别是本振和信号的电压幅度。当本振电压和微波信号电压一起加到混频二极管上时，由于VLVs，我们可以认为V0 确定了混频二极管的工作点，显然此工作点是由本振电压vL所控制的，是时变的。设二极管的电压-电流特性为,将if(v)在工作点V0 处作泰勒级数展开，得,上式右边

4、第一项包含了直流、本振频率及本振各次谐波频率的电流，它与所加的微波信号无关；由于Vs很小，可以忽略不计；值得注意的是第二项。这里令,显然g(t)是随时间周期变化的混频二极管的电导，是偶函数。我们将它展开成付里叶级数，则有,式中(n1，2，3，)我们称g0为二极管的平均混频电导，称gn为对应于本振第n次谐波的混频电导。混频电流i可表示成,显然混频电流i包含了直流和无穷多个不同频率分量的电流如图,在混频器各不同频率分量的电流中，频率为if =Ls (当Ls)或if =sL (当sL)的电流是我们所需的中频电流,在混频器电流频谱中，除了我们所需的中频if以外，还有无穷多个我们所不需要到频率分量，我们

5、把不需要的这些频率分量通称寄生频率。由于这些寄生频率分量也是由信号和本振差拍产生的，都携带有一部分信号功率，如果将它们都滤除掉，必造成信号能量的损失，这种能量损失我们称之为净变频损耗。在设计混频器时应尽可能减少这种损耗，或者应将部分功率“回收”成为有用功率。 在寄生频率中，最值的关注的是镜频k=2Ls。相对于本振频率L的位置，镜频处于信号频率s的镜像位置，故称k为镜频。我们之所以关注镜频基于两个理由：镜频是由本振的二次谐波与信号差拍产生的，具有不可忽视的功率；镜频存在回收的可能性。因为镜频和本振再一次差拍会得到新的中频，新中频L(2Ls)= sL=if与原中频相同，如果我们使混频电路对镜频呈现

6、出电抗性负载(例如开路或者短路)，把镜频分量反射回二极管再次混频出新的中频，只要新的中频与原中频相位一致，就可使混频器输出中频能量增加而降低变频损耗,7.1.3 混频器的主要特性,一变频损耗 其定义是输入混频器的微波资用功率Ps与加到中频负载上的功率Pif之比，记为Lm，于是有,混频器的变频损耗由三部分组成，这就是净变频损耗、寄生参量损耗、端口失配损耗及混频器电路中其它元件的损耗。其中，净变频损耗是主要的损耗。 1净变频损耗 混频器依靠二极管的非线性电导使信号从微波信号频率s变成中频信号频率if，微波信号功率Ps中只有一部分转化成中频信号频率Pif，其余部分功率分散在其它寄生频率分量中而被滤除

7、，由此造成的功率损耗称为净变频损耗，用L1表示。在寄生频率分量中最值得关注的是镜频分量k，对它采取不同的措施会有不同的混频效果。常采用镜频短路、镜频开路和镜频匹配三种情况 （详细分析见课本,结论： 在给定本振电压的条件下，调整信源电导Gg和中频负载电导Gif，上述三种镜频终端都可以获得最小的净变频损耗。与此对应的信源电导和中频负载电导分别称为最佳信源电导和最佳中频负载电导。 无论在那种情况下，最小净变频损耗都随本振电压振幅的增加而减小； 当本振电压振幅趋于无限大时，镜频短路和镜频开路的最小变频损耗都趋于零分贝，而镜频匹配的最小变频损耗趋于3分贝； 在相同本振电压振幅条件下，镜频开路最小变频损耗

8、最小，镜频短路最小变频损耗稍大一些，而镜频匹配最小变频损耗最大； 在相同本振电压振幅条件下，镜频短路时最佳信源电导和最佳中频负载电导最大,2寄生参量损耗,如图，只需考虑寄生参量中的结电容Cj的分流和串联电阻Rs的分压作用所引起的功率损耗，用Lj表示,第二项是Rs对Rj的分压作用而引起的损耗，第三项则是Cj对Rj的分流作用而在Rs上增加的损耗,结论：Lj不随本振功率单调减少，存在一个使变频损耗Lj最小的最佳本振功率。考虑到净变频损耗L1随本振功率增加而单调减小，故净变频损耗与寄生参量损耗之和L1Lj随本振功率的增加也有一个最小值。从这点来考虑，实现混频器要想得到较低的变频损耗，本振功率不能任意，

9、要选择一个最佳值,3混频器的其它损耗 综上所述，混频器总的变频损耗Lm应取以下三项之和，即,二混频器的噪声系数,混频器噪声系数定义为：在标准温度下(T290K)，输入端信噪比与输出端信噪比之商，用Fm表示 式中Lm是混频器总的变频损耗 。 1单通道混频器的噪声系数 在镜频短路和镜频开路混频器中，由于采取了镜频短路或镜频开路措施，这种措施不仅使混频产生的镜频被反射回混频二极管再次混频，它也使频率等于镜频的外来信号和噪声被反射出去而不能进入混频器，所以镜频短路或者镜频开路时信号和噪声只能通过信号端口s进入，混频器是单通道混频器,如下左图,其中，Lms为单通道混频器的变频损耗，tD为混频二极管的噪声

10、温度比，tms为单通道混频器的噪声温度比 。实用的肖特基势垒二极管的噪声温度比 ，其做成的单通道混频器的噪声系数,2双通道混频器的噪声系数 在镜频匹配混频器中，由于没有对镜频采取措施，所以除了信号频道s外，还存在有一个镜频通道k。信号和噪声都可从s、k这两个通道进入混频器混频形成中频输出，故镜频匹配混频器是双通道混频器，如上右图,双通道混频器的噪声温度比 。其中，Lmd为双通道混频器的变频损耗 。 双通道混频器传输单边带信号 （肖特基表面势垒二极管制,双通道混频器传输双边带信号 （肖特基表面势垒二极管制,结论：镜频匹配混频器传输单边带信号时的噪声系数是传输双边带信号时的噪声系数的两倍，即通常所

11、说的噪声系数大3dB。其原因在于这两种情况输入噪声比相同，混频器总输出噪声功率也相同，但单通道使用时输出信号功率只有双通道使用时的一半，输出信噪比降低一半，噪声系数增加一倍。或者说，在单通道使用时，镜频通道没有信号输入，但照样提供噪声，因而使噪声系数变坏,三混频器的其他特性,1信号和本振端口的输入驻波比 一般要求信号端口输入驻波比要更小一些 。 2信号与本振两端口之间的隔离度 如果输入信号功率泄漏到本振端，就会造成信号的损失；如果本振功率泄漏到信号端向外辐射，就会干扰其它部件的工作。因此，应对混频器信号与本振两个端口提出隔离度的要求。 3输入信号的动态范围 对于微弱的输入信号，混频器中频输出功

12、率与微波信号功率近似为线性关系，变频损耗为常数。当输入信号功率增加到一定电平时，信号的高次谐波不能忽略，混频出来的高次寄生频量增多，变频损耗增加。我们把变频损耗增加到比常数值大1dB的输入信号功率叫做1dB压缩点，由于输入功率信号高于1dB压缩点时变频损耗会迅速增加，故规定1dB压缩点为混频器输入功率的上限。混频器的下限输入功率是可以接收并检测到信号时所对应的最小输入信号功率，它取决于噪声电平,7.1.4 典型的微波混频电路,一单端混频器 单端混频器是最简单的一种混频器，它只用了一个肖特基势垒二极管作混频管。下图是一个微带型单端混频器电路及原理框图,混频二极管。常用肖特基势垒二极管，它应具有足

13、够高的截止频率fc,一般要求fc10f。 本振与信号的混合电路。这里使用的是平行耦合线定向耦合器，信号和本振分别从定向耦合器的两个隔离端口输入，可以保证信号和本振有良好的隔离，同时将本振功率耦合到主线上与信号功率混合，再加到二极管上。由定向耦合器的工作原理可知，输入信号功率一部分送到混频二极管上，另一部分功率耦合到副线并消耗在匹配负载上；同样本振功率也只有一部分耦合到主线再加在混频二极管上，余下部分本振功率也消耗在匹配负载上。因此，定向耦合器的耦合度要适当，若耦合强，需要本振功率虽然可以小一些，但信号功率漏失也大，变频损耗大；若耦合弱，信号漏失虽小，但所需本振功率大。为兼顾信号漏失功率和本振功

14、率，通常将定向耦合器的耦合度设计为10dB，这时信号功率漏失小，所需本振功率也不至于过大,阻抗变换器。即图中所示 阻抗变换段和相移段 。因为定向耦合器输出阻抗通常为50的纯电阻，二极管的输入阻抗为复阻抗；为使两者匹配，先通过长度为 的相移段将二极管的复阻抗变换为纯电阻，再利用 阻抗变换段将该纯电阻变换成50纯电阻。 低通滤波电路。其作用是从混频器中取出中频功率同时还要使信号、本振短路防止它们漏出。滤波器采用信号频带内 低阻开路线，它相当于对信号中心频率的一个L-C串联振荡器，所以其输入端对信号和本振呈现短路，对中频则呈现为一个大的容抗；为使 开路线在信号频带下边频上有低的输入阻抗，即使信号下边

15、频有较好的短路， 开路线应为低阻抗线，此时微带线的 应比较大,中频通路与直流通路。为了构成中频信号回路并防止中频信号泄漏到高频输入电路中，在二极管输入端接 高阻短路线。它相当于一个对信号中心频率的L-C并联谐振电路。所以其输入端对信号和本振呈现开路而不影响信号和本振加到二极管上，而该输入端对于比本振和信号频率低的多中频信号则呈现出短路，构成中频接地。同时该高阻短路线也兼作直流接地,二单平衡混频器,单端混频器电路比较简单，但性能也较差，只能用于一些要求不高的场合。其主要缺点有两个： 1）要求本振功率较大。 2）噪声系数大,单平衡混频器使用两只混频管和分功率电桥组成单平衡电路如下图所示。电路中同样

16、包含了五个部分。单平衡混频器中所用的两只混频二极管特性应一致。在单平衡混频器中，采用分支线3dB定向耦合器作信号和本振的混合与隔离电路，这是单平衡混频器中的一个关键部件,分析其特性： 流过D1、D2两二极管的中频电流等幅反相，由于两二极管在电路中接法是方向相反的，所以输出到中频负载上的中频电流相减，于是流过中频负载的中频电流,流过D1、D2两二极管的中频噪声电流等幅同相，由于两二极管在电路中接法是方向相反的，所以中频负载上由本振引入的中频噪声电流相减，于是本振产生的流过中频负载的总中频噪声电流,可见，单平衡混频器除了能消除本振噪声这个突出的优点外，与单端混频器相比还具有以下三个优点： 1）由于

17、信号功率均分到两个混频二极管上，输入混频器的上限信号功率可增加一倍，故混频器动态范围扩大一倍,2）由于混合电路采用分支线定向耦合器而不是10dB支节定向耦合器，本振输入功率几乎全部等分加到两个混频二极管上，故单平衡混频器所需本振输入功率远小于单端混频器所需要的本振输入功率； 3）单平衡混频器输入信号功率通过分支定向耦合器几乎全加到两混频管上，信号功率得到了充分利用，改善了变频损耗,上面所述单平衡混频器所用混合电路是分支定向耦合器，到达4、3两端口的本振功率有90相位差，故称这种单平衡混频器为90相移型单平衡混频器。此外，单平衡混频器的混合电路也可采用微带环型电桥，构成如图微带环形电桥单平衡混频

18、器。由于到达两二极管的本振功率有180相位差，故微带环形电桥单平衡混频器是180相移型单平衡混频器,三正交场平衡混频器,如下图是正交场平衡混频器的结构示意图，它由信号输入波导、混频腔和本振输入波导三部分组成。波导工作模式是TE10模。由于信号和本振的极化方向互相垂直，故称为正交场。由于本振电场与信号电场相互正交，所以信号与本振之间有很高的隔离度。两个混频二极管性能完全相同，安装在平行于信号电场的的横杆上，两混频二极管的安装极性如图所示。在安装混频二极管横杆中央下方放置了一个与横杆垂直的金属扰动杆。信号功率从信号波导输入，由于信号电场的极化方向与两混频二极管轴线平行，两二极管性能完全相同，故加到

19、两混频二极管上的信号电压等幅同相；扰动杆由于与信号电场垂直，对信号扰动小。本振功率从本振输入波导输入，本振电场极化方向与扰动杆平行，受扰动杆影响本振电场畸变，出现了管轴方向的电场分量，使加到混频二极管的本振电压等幅反相。经二极管混频形成的中频电流并联从扰动杆引出。可见，正交场平衡混频器是本振180相移型单平衡混频器。这种正交场平衡混频器巧妙地利用了空间的正交场分布，保证了信号与本振隔离，实现了信号功率和本振功率各自等分加到两个混频管上，同时又能满足所需的相位关系；所以这种混频器工作频较宽，且结构紧凑,正交场平衡混频器结构示意图,四双平衡混频器 双平衡混频器又称为桥式混频器，它由4只特性完全相同

20、的混频二极管构成环路，其等效电路如右图。输入和输出电路采用“不平衡-平横”变换器即所谓巴伦，在频率较低的（例如4GHz以下）时不平衡-平横变换器可采用初级一端接地、次级有中心抽头的高频磁芯线圈，在频率较高时采用微带线结构的巴伦,信号加在信号巴伦的不平衡端，其平衡端加在二极管环形桥的对角线上，中心抽头为中频输出的一端，信号功率等分加到四个二极管上。由于二极管环形桥和两个巴伦都是对称结构，所以信号、本振、中频之间具有很好的相互隔离。 考虑到各二极管的极性，以二极管D1上的电压为基准，可写出各二极管上信号电压 和本振电压的表示式： D1管上： D2管上： D3管上： D4管上： 分别写出D1、D2、

21、D3、D4混频出来的中频电流： 考虑到各二极管的极性，混频器总的中频电流,由双平衡混频器的电路结构和工作原理可以看出这种混频器具有以下优点： 1）能消除本振噪声，这是平衡混频器固有的优点； 2）工作频带很宽，可达几个倍频程。其理由在于：用巴伦取代了定向耦合器，巴伦有很宽的工作频带；二极管电桥本身是信号、本振、中频和直流的通路，不需要另外设计与工作频带有关的中频接地线和高频旁路线； 3）隔离度好，由于四个二极管管芯制造在同一个芯片上，使得四个二极管的特性一致性好，只要巴伦制造对称，信号、本振、中频之间的隔离度可达20dB30dB； 4）谐波干扰少，由于电路和管芯的结构对称，信号和本振的全部偶次谐

22、波分量均被抵消； 5）动态范围大，因为输入信号功率由四个二极管分担，总输入信号功率上限可比单端混频器大4倍，故动态范围也比单端混频器大4倍,7.2 微波场效应晶体管放大器,用于微波晶体管放大器的微波晶体管从结构与机理上可分为两大类，一类是双极晶体管（Bipolar Junction Transistor，BJT），另一类是场效应晶体管（Field Effect Transistor，FET）。 双极晶体管BJT采用硅（Si）材料制成，适用于较低频段 。 在场效应晶体管中，用于较低频率的是金属氧化物场效应管（Metal Oxide Semiconductor FET，MOSFET），用于大功率放

23、大器件 。金属半导体场效应管（Metal Semiconductor FET，MESFET），它采用GaAs制成 ，用于微波波段的小信号放大器和功率放大器 。高电子迁移率场效应晶体管（High Electron Mobility Transistor，HEMT）用GaAs和AlGaAs材料制成 ，用作微波波段的低噪声放大器,7.2.1 微波场效应晶体三极管,一金属半导体晶体场效应三极管的结构、等效电路及工作原理,MESFET结构示意图及符号,1.结构上图（左）是金属半导体场效应晶体三极管结构示意图，其制造工艺大致是：用半绝缘材料GaAs作衬底，在它上面生长出非常薄的N型外延层（称为有源层沟道）

24、；在N型外延层上做三个电极，这就是源极（用S表示）、栅极（用G表示）和漏极（用D表示），其中源极、漏极与N型外延层之间为欧姆接触，而栅极下方形成耗尽层、使栅极与N型外延层之间为肖特基势垒结。上图（右）是场效应管在电路中的表示符号,2等效电路 （详见书）注：等效电路各参量取决于MESFET的材料和物理尺寸。 3工作原理 场效应晶体三极管的工作方式是通过改变栅源之间的电压VGS来改变栅极肖特基势垒的宽度，进而改变漏极电流IDS和电压VDS的大小。一般栅源之间加负偏压，即栅极电压为负，源极电压为正；漏源之间加正偏压，即漏极电压为正，源极电压为负,场效应晶体三极管特性曲线,如右图：我们称使为IDS零的

25、VGS为夹断电压VP。 VDS不能无限增加，有一个极限值成为击穿电压。 由右图可知，只要VGS有很小的变化，都会使IDS有较大的变化，用较小的栅极交流信号电压来控制较大的漏源电流，这就是场效应晶体三极管功率放大的基本原理,为了提高金属半导体场效应晶体三极管的工作频率，需要缩短栅长（即减小沟道耗尽层长度）来减小载流子的渡越时间。当栅长缩短到大约1m时，将会出现短沟道效应，使工作频率升高受到限制（短沟道效应的分析详见书） 。 二高电子迁移率场效应晶体三极管（HEMT）的结构及工作原理,由于短沟道效应限制了金属半导体场效应管工作频率的提高，因而需要有新的工作频率更高的场效应晶体三极管。高电子迁移率场

26、效应晶体三极管利用了异质结（不同半导体材料构成的结）的特殊性能来突破GaAsFET的频率上限。下图是HEMT的结构原理图。最下部是厚约0.2mm的GaAs半绝缘衬底，在衬底上外延出一层厚约150（10.1nm）的GaAs作为沟道，沟道上部是掺杂N型n-AlGaAs层。不掺杂的GaAs和N型n-AlGaAs构成异质结。在两层半导体之间还增加很薄的一层不掺杂的AlGaAs（厚度约30）作隔离层（图中虚线处）。为了使源极和漏极引出端有良好的电接触，在源极S和漏极D与N型n-AlGaAs之间分别增加了N型重掺杂n+GaAs,工作原理：HEMT的偏置与MESFET的偏置相同。 HEMT工作频率MESFE

27、T工作频率高有以下三个原因：1）由于沟道是不掺杂的GaAs，消除了杂质散射，因此沟道中的电子迁移率比MESFET的N型掺杂沟道中的电子迁移率几乎高一倍；2）由于沟道中电场分布比较均匀，这样就减弱了MESFET的短沟道效应；3）隔离层是一层很薄的不掺杂的AlGaAs，它可以使二维电子气中的电子在空间上与原来附属的施主（n-AlGaAs）杂质相对脱离，减弱了杂质干扰，进一步提高了电子迁移率。用较小的栅极交流信号电压控制较大的漏极电流，这就是HEMT功率放大的基本原理。可见HEMT的工作原理与MESFET的工作原理即类似又有不同，不同之处在于HEMT通过栅压控制二维电子气浓度进而控制IDS，而MES

28、FET则是通过栅压控制耗尽层宽度进而控制IDS。 三场效应晶体三极管的主要技术参数 1.特征频率,特征频率又称为最高工作频率或截至频率，用fT表示。特征频率是共源极电路在漏极和源极短路、电流增益为1时的频率，其表达式,式中gm0为低频跨导，0是载流子在沟道中从源极端到漏极端的渡越时间（皮秒量级）；y为跨导截止频率，通常为数十到数百GHz ，由此得到gm的是场效应晶体三极管的跨导。由上式可知，要想提高特征频率fT ，就必须提高gm 、减小栅源间的结电容CGS。为减小CGS，应缩短栅长。另一方面，栅长短，电子在沟道中的渡越时间0也短，这有利于提高跨导，从而有利于提高特征频率。正是由于这些理由，微波

29、场效应晶体三极管都是短栅管。在实际应用中，一般应选fT高于工作频率35倍的管子。 2.单向功率增益和最高振荡频率,场效应晶体三极管的单向功率增益G,场效应晶体三极管的最高振荡频率fmax是单向功率增益为1（0dB）时对应的频率,由此可见，场效应晶体三极管的单向功率增益随工作频率升高而下降，f每增加一个倍频程，G下降6dB。 3.最小噪声系数 微波场效应晶体三极管的噪声来源有：热噪声，高场扩散噪声和谷际散射噪声，闪烁噪声。场效应晶体三极管的最小噪声系数Fmin与频率的近似关系为,最小噪声系数和工作频率之间的关系如右图：fF1和fF2别是第一转角频率和第二转角频率 ,f超过fF2后将以每倍频程3d

30、B的速度增大,4.1dB压缩点 输出功率偏离线性-1dB时的输入功率或输出功率称为1dB压缩点。它给出了管子线性工作的输入功率范围,四场效应晶体三极管S参数的测量,虽然场效应晶体三极管的等效电路能反映管内的物理过程，但由于等效电路复杂、电路参量多、分析繁，因此不便于用它来分析、设计含有场效应晶体三极管的各功能电路。通常采用S参数来表征微波场效应晶体管的外特性，并用S参数来分析、设计微波晶体管电路。 微波晶体管S参数的测量可用矢量电压表或矢量网络分析仪来记录与频率和偏置有关的4个S参量,7.2.2 微波晶体管放大器的增益,微波晶体管放大器按使用要求可分为宽带型、低噪声型和功率型等 ,就性能要求而

31、言，主要有放大器的增益、放大器的稳定性和放大器的噪声系数。 下图虚线方框内是单管场效应晶体三极管放大器的框图。设FET输入、输出端的反射系数分别为in、out，输入匹配电路输出端口和输出匹配电路的输入端口的反射系数分别为s、L由图可知，in、out可分别表示成,式中S11,S12,S21,S22是FET的S参数,微波放大器增益定义有实际功率增益、转换功率增益和资用功率增益，但最常用的是转换功率增益GT。当已知负载吸收的功率；信号源输出的资用功率（信号源能输出的最大信号功率，也就是 时放大器网络的输入功率）时，转换功率增益GT,可见，GT的物理意义非常明确它是插入放大器网络后负载实际获得功率比没

32、有放大器网络时负载得到最大功率增大的倍数。 当放大器的输入端和输出端分别实现了共轭匹配时（即 、 ），放大器的功率增益称为放大器的资用功率增益，资用功率增益用Ga表示。显然Ga等于放大器在输出端共轭匹配时的转换功率增益GT,设计微波晶体管放大器时，必须首先保证它能稳定工作而不产生自激振荡，在此条件下再去优化设计放大器使之达到所需的性能指标，设计才有意义。 微波晶体管放大器之所以存在稳定性问题，关键在于微波晶体管内部有反馈，这体现在微波晶体管的散射参数S12上，因为S12表示微波晶体管内有反向传输，当|S12|较大，且相位适当时，将形成正反馈而发生自激振荡，使放大器处于不稳定状态。 根据微波晶体

33、管的S参数，通常将微波晶体管分为无条件稳定（又称为绝对稳定）和有条件稳定（又称为潜在不稳定）两大类。无条件稳定指的是负载阻抗（或L）和信源阻抗（或s）可以任意选择，放大器都稳定工作而不会自激振荡。有条件稳定指的是只有在负载阻抗和信源阻抗满足一定条件时，放大器才能稳定工作而不会发生自激,7.2.3 微波晶体管放大器的稳定性,一稳定性判别图,放大器是否稳定，取决于放大器输入阻抗Zin和输出阻抗Zout是否有负阻。如果Zin和Zout有负实部，则|in|和|out|大于1，放大器就出现振荡。因此|in|和|out|都等于1就是放大器稳定与不稳定的分界线(关于稳定性判别圆的详细推导和分析见书) 。 绝

34、对稳定要求同时满足以下两个条件：选用使|L|1的任何负载都能满足|in |1，选用使|s|1的任何源阻抗都能满足|out |1。绝对稳定是实际工作中要求的放大器工作情况,二绝对稳定的充要条件,晶体管放大器绝对稳定的充分必要条件（判决条件）是晶体管的S参数必须同时满足以下三个条件,7.2.4 微波晶体管放大器的噪声系数,一微波晶体管放大器噪声系数的一般表达式,有源二端口网络噪声系数计算模型,工程上常用有源二端口网络模型来简化噪声系数的计算,经分析计算模型如上图(c)。图中 和 分别是有噪声网络的等效噪声电压源和等效噪声电流源。一般二端口网络的噪声系数F的定义为,式中： 代表网络输出端总的噪声功率

35、， 代表信号源的噪声功率。推导得,式中，K为波尔兹曼常数，T为绝对温度，B为带宽 ， 是有噪声网络的等效噪声电压在噪声源的导纳 上产生的噪声电流。 由上式可知噪声系数F与信源导纳 相关密切，则有一个最佳信源导纳 使得噪声系数最小 ，则,式中, 是描述有噪声网络等效噪声电压大小的等效噪声电阻， 由 确定。工程中,常用最佳源反射系数 取代 ，得,二等噪声系数圆,如右图，这是s复平面上以N为参数变量的圆方程 ，其圆心位置和圆半径分别为,等噪声系数圆,由上图知，在等噪声系数圆上各点的反射系数s不同，因此对于要求噪声系数为某个值的微波晶体管放大器，可以选用不同的信源导纳或信源反射系数。 前面得到的噪声系

36、数公式只适用于单级微波晶体管放大器。在实际工作中，单级放大器的增益可能达不到所需的增益，这时就应当将微波晶体管放大器设计成多个单管放大器级联的形式。对于由单管放大器级联而成的微波晶体管放大器，其总的噪声系数,式中，F和G分别代表某级单管放大器的噪声系数和资用功率增益 。可见，第一级放大器的噪声系数对多级放大器的总的噪声系数影响最大、最后一级放大器对总的噪声系数影响最小。因此，如果第一级放大器按最小噪声设计，后面的放大器按最大资用功率设计，则可兼顾级联放大器的总噪声系数和总增益的要求,7.2.5 小信号微波晶体管放大器的设计,对于小信号微波晶体管放大器，通常提出的技术指标有噪声系数、增益、工作频

37、带、带内增益起伏、输入输出电压驻波比，这些技术指标是设计小信号微波晶体管放大器的依据。各种类型的微波晶体管放大器都可用下图所示的方框图表示，不同放大器的区别仅在于所使用的微波晶体管不同、输入输出匹配网络的设计指导思想不同及具体的结构形式不同,一设计步骤 (1)确定电路形式 (2)选管子 (3)工作状态的选择 (4)判别微波晶体管的稳定性 (5)设计输入和输出匹配网络 根据微波晶体管S12的大小以及稳定性程度来区分放大器的设计方法，则有单向化设计、非单向双共轭匹配设计和潜在不稳定条件下的设计,二单向化设计 一般微波晶体管的S参数中S12都很小，而其中的场效应晶体管的S12就更小，因此在设计微波晶

38、体管放大器时常可近似认为S120，这种认为S120的微波晶体管放大器的设计方法称为单向化设计法,1.单向化设计所引起的转换功率增益误差,当忽略S12时，放大器转换功率增益GT就变为单向转换功率增益GTu,显然G0是晶体管输入端、输出端均匹配时的正向转换功率增益，G1是晶体管输入端与源之间匹配程度所决定的附加增益（或损耗），G2是晶体管输出端与负载之间匹配程度所决定的附加增益（或损耗）。则，转换功率增益GT可以表示成,若使晶体管输入输出都共轭匹配 （即），则|x|的值最大，这时GT和GTu的误差也最大。定义此时的|x|为单向化优质因素u,从而得到单向化设计引起的放大器单向化设计转换功率增益GTu

39、与放大器实际转换功率增益GT的最大误差范围（规定不超过2dB，则所选管子的优质因素应满足u0.2,2.不同要求的晶体管放大器单向化设计的方法,要求晶体管放大器噪声系数最小： 对于窄带放大器，若要求放大器在高频端有最大增益、在工作频带内增益平坦，可采用最大增益设计法： 对于要求增益高、带内增益平坦的宽带放大器，这时不能用最大增益法来设计 ，应当采用等增益设计法来获得带内的平坦增益,三单向化设计举例,分析和解题过程详见书,7.3 微波振荡器,微波振荡器是通信、雷达、电子对抗和测量系统中的微波信号源。从微波振荡器所使用的器件类型可以将微波振荡器分为微波二极管振荡器，微波晶体三极管振荡器，电真空器件构

40、成的微波振荡器三大类。 晶体二极管和晶体三极管都是微波固态器件，它们的体积小、所需工作电压低、功耗也低，因此广泛应用于小功率的微波系统和子系统中。在大功率的微波系统中仍采用电真空器件构成的微波振荡器,7.3.1 微波二极管振荡器,目前用的最多的是转移电子体效应二极管和雪崩渡越时间二极管，这两种二极管在一定的直流偏压作用下都表现出负阻特性，所以利用这两种二极管的负阻特性构成的振荡器通常称为负阻振荡器,一体效应二极管,一种新的微波固态器件称之为耿氏器件的发现（Gunn） 。耿氏器件是一种负阻半导体器件，可用它构成振荡器和放大器。由于耿氏器件是一块N型砷化镓晶体的半导体材料，其中没有结，故又将耿氏器

41、件称为体效应器件。由于这种器件的工作机理基于转移电子效应，故也将这种器件称为转移电子器件,1体效应二极管的结构及其等效电路,如下图：R不是结电阻、而是负阻，C不是结电容、而是等效电容；Lp和Cp分别是封装电感和封装电容，Rs是半导体材料电阻和接触电阻,图7-39 体效应二极管结构及其等效电路,2.体效应二极管的负阻效应,由砷化镓 晶体材料的能带结构及电子漂移速度随电场强度值的变化规律（前面章节已学过）知：当外加电场强度值已超过Eth后，随着电场强度值的增加会有更多电子从主谷跃迁到子谷，由于子谷电子的迁移率比主谷的电子迁移率低许多，所以在外加电场强度值超过Eth时，电子的平均迁移率下降。由于半导

42、体材料的电导率ne，其中n是主谷和子谷中的电子数之和、e是电子电荷量、电子的平均迁移率是外加电场强度值 的函数，并随 增加而下降，显然当外加电场强度值 超过Eth后，随 的增加而减小，微分电导率为负值，这就是砷化镓半导体材料的负阻效应。在负阻区产生电子从主谷向子谷跃迁而形成的电子转移现象，体效应二极管工作于负阻效应区，故称它为转移电子器件,3.体效应二极管的偶极畴及振荡原理 这是一个难点，分析过程和图解见书。振荡频率取决于畴的渡越时间pW/vs，所以振荡频率 式中：W是砷化镓片的厚度、也是畴的漂移距离，vs是畴的漂移速度，vs大约是107cm/s,二雪崩二极管,Read）设想利用雪崩效应和渡越

43、时间效应相结合产生负阻的二极管，并建议该二极管用N+PIP+的结构来实现，但由于工艺上的困难而未能如愿。后来有人利用普通的硅PN结和PIN结构，在外加高反向偏压的作用下获得了负阻振荡，其原理与里德设想的二极管相同。这就是雪崩渡越时间二极管的发现和应用,1.雪崩倍增 在强电场作用下，半导体中的载流子（电子或空穴）具有很高的运动速度和很高的动能。当载流子的动能大于原子对其价电子的束缚能时，载流子和电子碰撞会使原子电离，产生新的自由电子和空穴，这些新的自由电子和空穴又在强电场的作用下和其他原子碰撞形成新的自由电子和空穴，使得半导体中电子和空穴对像滚雪球一样增加；同时在电场作用下，电子和空穴向相反的方

44、向运动形成大电流。这种现象称为雪崩倍增,雪崩倍增的强弱程度用离化率来描述。其定义是一个载流子在一个单位距离（厘米）与原子碰撞所产生的电子空穴对数,2.漂移速度 载流子在电场作用下的运动叫做漂移运动。载流子不断与原子碰撞，速度和方向也不断变化，因此只能用平均速度来描述。对于常用的砷化镓、锗和硅等半导体材料，电场强度小于103V/cm时，漂移速度和电场强度成正比，电场强度增加，漂移速度逐渐趋于饱和（即漂移速度不随电场的增加而增加）。当电场强度约为104V/cm时，上述三种半导体材料的电子和空穴的漂移速度几乎趋于同一饱和值107cm/s。当电场强度增加到约为105V/cm时，上述三种材料开始发生雪崩

45、现象。一般情况下我们分析雪崩渡越时间二极管时，可以认为在一定电场强度范围内载流子以恒定速度漂移而不受交变电场的影响,3.雪崩倍增的电感效应,雪崩渡越时间二极管是利用雪崩效应和渡越时间效应相结合而产生负阻特性的器件。里德提出的N+PIP+及后来发现的类似结构P+NIN+都具有同样的负阻特性，我们将这两种结构统称为里德二极管。 如下图（左）：P+NIN+里德二极管结构示意图和加反向偏压时的电场分布图。在反向偏压作用下，N层是载流子浓度几乎为零的耗尽区，其中空间电荷均匀分布、电场强度线性分布，并且在P+N结交界面处电场强度值最大；I层是杂质浓度极低、空间电荷分布近似为零的高阻区，其中电场均匀分布；在

46、重掺杂的P+和N+两区内电场强度为零。当反向偏压高于雪崩击穿电压VB时，P+N结处电场强度值会超过雪崩电场强度值EB，这时P+N处会出现载流子的雪崩倍增，其中的空穴流到P+区即被负极吸收掉，而电子则以饱和漂移速度进过I区漂移到正极，形成雪崩电子流,假定外加反向直流偏压等于雪崩击穿电压VB，并且在VB上叠加一个极小的周期为T的微波电压v(t)，使得加在里德二极管上的外加电压变为V(t)=VB+v(t)。分析V(t) ，雪崩电子流 ia(t)及其基波ia1(t)随时间的变化 如上图（右）。可见，在相位上雪崩电子流 及其基波分量都滞后外加交变电压/2 ，这种现象称为雪崩倍增的电感效应。 4.渡越时间

47、效应与负阻特性 对于里德雪崩渡越时间二极管，为使注入I层的电子流以饱和漂移速度vs=107cm/s漂移，总是将I层的电场强度值控制在104V/cm左右。所以注入I层的雪崩电子流在该层总是以饱和漂移速度漂移，I层称为漂移区。该漂移区宽度为W，电子在其中的渡越时间W/vs，此时间又叫做漂移时间。振荡频率与漂移时间之积为，称为渡越角。当电子在漂移区漂移时，外电路中会产生感应电流 。由著名的拉姆-肖克莱定理知，外电路中的感应电流等于极板间漂移电子流对距离的平均值，即： 式中W是A、B两极板间的距离，ia 是极板间的电子流，t=t-x/vs 。这就是里德二极管外电路中感,应电流的表达式，它是脉冲宽度为T

48、/2、周期为T的矩形脉冲。对其基波分量ic1(t) 进行分析知：ic1(t)的相位滞后电子流的基波/2，而电子流的基波ia1(t)又比外加交变电压v(t)的相位滞后/2，显然感应电流的基波ic1(t)比外加交变电压v(t)的相位滞后，这说明里德雪崩渡越时间二极管具有负阻特性。 进一步分析，要使二极管具有纯负阻特性，必须使ic1(t)与v(t)相位相反，这时渡越角应为=W/vs，据此可求得 式中vs107cm/s，称fd为渡越时间频率或漂移区的特征频率,注意： 1）fd是二极管产生振荡的最佳工作频率，在一定范围内外电路调谐到低于或高于fd时二极管仍有负阻，也可以产生振荡； 2） 前面假定在外加反

49、向直流偏压V0上叠加一个极小的微波电压仅仅是为了便于分析雪崩二极管振荡的原理，实际雪崩二极管振荡器并不需要一个外加微波电压。只要电路中有一个微小的电压冲击，例如某种噪声或电冲击信号，振荡器就会振荡,三负阻振荡器的一般理论 在一定偏压下体效应二极管和雪崩渡越时间二极管都具有负阻特性，我们把具有负阻特性的器件构成的振荡器叫做负阻振荡器。对于振荡器我们最关心的是起振条件、平衡条件、振荡稳定条件及频率稳定度等问题。 1.起振条件 下图(左)是一个包含了负阻器件的串联振荡电路，其中-Rd是负阻器件的负阻，R是包含了负载电阻及电路损耗电阻的总电阻，L是包含了电路的电感元件及小信号条件下的负阻器件电感的总电

50、感，C是包含了电路的电容元件及小信号条件下负阻器件电容的总电容,由电路基本理论可知，若电路中存在某种自由振荡，其回路电流i应为,可见，回路电流i是振幅随时间而变的正弦振荡，并且当RRd时、0，电流i的振幅随时间而衰减；当RR，这就是包含负阻器件串联振荡电路的起振条件。 上图（右）所示的是包含了负阻器件的并联振荡电路，图中-Gd是负阻器件的负电导，G是包含了负载电导及电路损耗在内的总电导，L和C与左图中的意义相同。对于这个电路，根据电路基本理论可知，其回路电压v应为,根据同样的分析，负阻器件在小信号时负阻的绝对值必须大于回路的总电导，即GdG，这就是包含了负阻器件的并联振荡电路的起振条件,回路的

51、起始振荡起因于某种噪声或电冲击信号，当满足起振条件时，微弱的振荡就会很快增长为幅度很大的振荡。这里应注意，以上两式只适用于判别是否起振及起振时电流或电压的变化情况，而不适用于振荡的全过程。事实上，负阻振荡器起振后，电流或电压的振幅不会无限增长，经历一个短暂过程后电流或电压会趋于某一个稳态值。 2.平衡条件 平衡条件时振荡达到稳态时电路必须满足的条件,左图是器件阻抗和电路阻抗串联的负阻振荡器的一般等效电路。其中：ZD(I)=RD(I)+jXD(I)是负阻器件的阻抗，它通常应为电流振幅I和振荡频率的函数，由于它随频率变化缓慢，故在一般振荡器的工作频率范围内可以认为它仅是电流振幅的函数；RL是负载电

52、阻；谐振回路可以是单谐振回路，也可以是多谐振回路； Z()=R()+jX()是由器件向电路方向看的总阻抗,振荡达到稳态时应满足两个条件：一是稳态振荡时回路电流i(t)的振幅I不变；二是回路电压和应始终为零 。 对于器件阻抗和电路阻抗串联的负阻振荡器电路，其稳态时的平衡条件为,器件线和电路阻抗轨迹线,如右图，在复阻抗平面上分别画出电路的阻抗轨迹Z()和器件阻抗负值ZD(I)的轨迹。它们的交点就是负阻振荡器的工作点。图中，Z()曲线的箭头方向表示频率增加的方向，曲线上的点为频率刻度；ZD(I)曲线上的箭头方向表示电流振幅增加的方向，曲线上的点是电流振幅刻度。根据器件线ZD(I)和电路阻抗轨迹线的交

53、点刻度，即可以决定负阻振荡器工作点的振荡频率0及电流振幅I0，这种确定负阻振荡器工作点的方法称为图解法,对于器件导纳YD(V)=GD(V)+jBD(V)和电路导纳Y()=G()+jB()并联的负阻振荡器电路，其稳态的平衡条件为： 同样，可以在导纳复平面上画出以电压V为刻度的器件导纳线和以频率为刻度的电路导纳轨迹线，两曲线的交点即为这种负阻振荡器的工作点，该点上对应的刻度和即为该负阻振荡器的振荡频率和电压振幅。 3.振荡稳定条件 当振荡器振荡在某个工作点时，如果由于某种外来原因，使振荡幅度偏离工作点，这时可能出现以下两种情况：一种情况是引起振幅偏离的因素一旦消失，振荡器就恢复到原来的状态，这样的

54、工作点叫做稳定工作点；另一种情况是即使引起振幅偏离的因素消失，振荡器也不能恢复到原来的工作状态，或者停止振荡，或者振荡在另一种状态，这样的工作点成为不稳定工作点。显然，振荡器只能设计在稳定工作点工作,以上是振荡的稳定条件。式中 和 分别是稳态振幅的角频率和振幅，其中,分别称为器件负阻的饱和系数和器件电流的饱和系数。不难看出用振荡的稳定条件来判别振荡器工作点的稳定性是比较麻烦的。下面介绍一种图示判别法：在稳定工作点，从器件线箭头方向沿顺时针方向转到电路阻抗轨迹线箭头方向所转过的角度应小于180度 。 4.负阻振荡器的频率稳定度 频率稳定度是振荡器的重要指标，是保证系统正常工作的基本条件。例如当振

55、荡器用作雷达或通信设备的发射或接收机的本振源时，如果振荡器的频率稳定度不满足一定的要求，接收信号就可能落在接收机工作频带之外，系统就不能正常工作；或者在频率稳定度不够高的情况下，为了保证接收系统正常工作，就必须增加接收机的频带宽度，这又会导致接收机噪声系数的增加、灵敏度下降,负阻振荡器满足平衡条件处于稳态后，如果由于外界原因的改变使振荡器的电抗发生变化，则振荡频率必然会发生变化。为了满足谐振时的相位平衡条件 ，外界因素改变导致的电抗变化必须由频率变化所产生的电抗变化来补偿。 设外界因素 的变化量是 ，则 串联振荡器相对频率稳定度为： 并联振荡器相对频率稳定度为： 其中Q是回路的有载Q值,可知外

56、界因素变化越大，振荡器频率的变化越大；回路电抗（或电纳）随外界因素的变化率越大，频率稳定度越差；但是回路总电抗（或电纳）随频率的变化率越大，或者说回路的有载Q值越高，则振荡器的频率稳定度越高。 5负阻振荡器的噪声,在微波负阻振荡器中，注入噪声引起的振荡幅度的随机波动称为调幅噪声，把随机的频率偏移称为调频噪声。在注入噪声源的作用下，振荡器的输出实际上是一个被噪声调制的调频调幅波。对于这种调频或调幅波，我们都可以将它分解成载波和无数个旁频的叠加，这些旁频分量的大小反映了振荡器在噪声源作用下调频、调幅噪声功率的大小。振荡器输出的幅度频谱如右图所示,振荡器输出的幅度频谱,处的谱线高度代表了载波功率的大小，其余谱线高度对应各自噪声功率的大小。调幅噪声可以表示成偏离载频为处一定频带B之内的噪声功率（即旁频功率）与载频功率之比，它是的函数。噪声功率可以取单边带、也可以取双边带，前者比后者小3dB。调频噪声有两种表示方法：一种表示方法与调幅噪声表示方法相同，即利用振荡器输出的调频噪声频谱