移相控制全桥ZVS—PWM变换器研究与

1、移相控制全桥ZVS PWM变换器的分析与设计 匚Zhttp:/2007 年 12 月 21 日 社区交流 国关键字：LM317电源瞬时波动基准电压真音频功放焊机电源SVC控制系统 阐述了零电压开关技术(ZVS在移相全桥变换器电路中的应用。分析了电路原理和各工作模 态，给岀了实验结果。着重分析了主开关管和辅助开关管的零电压开通和关断的过程厦实现条 件。并且提岀了相关的应用领域和今后的发展方向。 0引言 上世纪60年代开始起步的 DC/DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。但由于 其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出 滤波器的优化设计。因此，在上世纪8

2、0年代初，文献提出了移相控制和谐振变换器相结 合的思想，开关频率固定，仅调节开关之间的相角，就可以实现稳压，这样很好地解决了 单纯谐振变换器调频控制的缺点。本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在 分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC/ DC变换器。 1电路原理和各工作模态分析 1 . 1电路原理 图1所示为移相控制全桥 ZVS PWM谐振变换器电路拓扑。Vin为输入直流电压。Si (i=1 . 2 . 3，4为第i个参数相同的功率 MOS开关管。Di和Gi(i=l，2，3，4为相应的体 二极管和输出结电容，功率开关管的输出结电容和输出变压器的漏电感L

3、r作为谐振元件， 使4个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关。S1和S3构成超前臂，S2和S4构 成滞后臂。为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间t， 它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。S1和S4，S2和S3之间 的驱动信号存在移相角a，通过调节a角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控 制。Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。 J l. /?! 图1 移相控制全桥ZViS-IFH变换器原理图 图2为全桥零电压开关 PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两 桥臂中点电压 VAB、变压器副边电压 V0以及变压器原边下面对电路各

4、工作模态进行分 析，分析时时假设： ! 错误 (a | J T.l jihvi .i 滞看歼I殆冊压 (小落后捋卜管柵压 (弋)个桥两和二间电乐】F 变压器廉边 1酊变压器副边电乐純 (牡 I 原边电流正半周功率输出过程。在to之前，SI和S4已导通，在(to t1内维持 S1 和 S4 导通， S2 和 S3 截止。电容 C2 和 C3 被输入电源充电。变压器原边电压为 Vin， 功率由变压器原边传送到负载。在功率输出过程中，软开关移相控制全桥电路的工作状态 和普通 PWM 硬开关电路相同。 (2(t1 t1 :超前臂在死区时间内的谐振过程。加到S1上的驱动脉冲变为低电平， S1 由导通变为

5、截止。电容 C1 和 C3 迅速分别充放电，与等效电感 (Lr+n2Lf 串联谐振，在 谐振结束前(t2之前 ，使前臂中心电压快速降低到一0. 7V，使D3立即导通，为 S3的零 电压导通作好准备。 (3(t1 一 t3 :原边电流止半周箝位续流过程。S3在驱动脉冲变为高电平后实现了零 电压导通，由于 D3 已提前提供了原边电流的左臂续流回路，虽然两臂中点电压为零，但 原边电流仍按原方向继续流动，逐步衰减。 (4(t3-t4 : S4 关断后滞后臂谐振过程，t3 时加到 S4 的驱动脉冲电压变为低电平， S 4由导通变为截止，原边电流失去主要通道。C4 和 C2 开始充放电，与谐振电感 Lr

6、串联谐 振。 D2 导通续流，为 S2 的零电压导通作好准备。原边电流以最大变化率从正峰值急速下 降。 (5(t4 一 t5 :电感储能回送电网期。t4时刻D2已导通续流，下冲的电流经 D2返回 到电源EC,补偿了电网在全桥电路上的功耗。滞后臂死区时间应该在该时间段内结束。 原边电流下冲到零点。(6(t5 t6 :原边电流下冲过零后开始负向增大。S2和S3都 已导通,形成新的电流回路,开始新的功率输出过程。但副边两整流二极管正是同时导通 和急剧变换的过程,副边电压被箝位在低电平,出现占空比丢失过程。因此滞后臂死区时 间设计是关键。 各时段工作模态等放电路如图 3所示,图 3中未画出变压器副边电

7、路。 Dk(= （H） (b) （e） 图3 电路各时段 2关键参数设计 2. 1死区时间设计 该变换器一个周期内有两个关键的死区时间，这两个死区时间的设计会影响到主开关 管的电压应力限制和ZVS的实现。为了保证每个主开关管上电压应力为输入电压的一半， S1要比S3提早关断tdeadFI , S4要比S2提早关断tdead2。如果4个开关管的输出结电 容C0SS1C0SS4是一样的，从理论上讲只要tdead0就可以了。但实际上 4个开关管 的输出结电容不可能完全一致，同时为了保证可靠，此区时间的设置应该满足如下的条 件：S1上的电压到达 Vin/2，也就是D1已经导通；同样，S4上的电压到达

8、Vin/2，也就 是D4已经导通，虽然4个开关管的输出结电容会有差异，但是在用上述方法设计时，可 以把C0SS1C0SS4看作是器件手册里给定的参数。假定都是COSS，要满足上述条 件，死区时间的设计应满足如下不等式。 仏N亠护一(1) S2和S4的零电压是由激磁电感上的激磁电流在tdead2时间段对S3的结电容充电， 同时埘S2和S4的结电容放电来实现的。实际上，死区时间不可能设计得很大。在原边电 流上冲过零点之前，结束 tdead2让S4开通，以实现主动功率丌关管的零电压开通。若td ead2太长，原边电流过零反向流动之后，将难以实现零电压开通。因此滞后臂的ZVS条 件可表示为 由此可见，

9、根据上面的设计方法，两个死区时间的设计表达式是相同的。 由于 (3) 式中：n为变压器的变比; Lm为变压器初级电感量; fs为开关频率。 将式（3代入式（1和式（2，可以得到两个死区时间的统一设计式 nV/ 2. 2谐振参数的设计 谐振参数的设计是谐振变换器设计中非常重要的一环，该谐振参数的设汁可以按下面 推荐的方法来设计。 首先根据变换器输入输出电压来计算出变压器的变比n,其计算公式如下。 n- F inrrin V- 妞nin_ -v+v+v (5) (6) 式中：VOmin为输出直流电压： VD为输出整流二极管的通态压降; VIf为输出滤波电感上的直流压降; Dsecmax为副边占空比

10、。 根据期望的谐振电容的最大应力VCmax，来设计谐振电容的大小，其计算公式如下。 (7) 式中：Tmax为最大开关周期。 再根据LC振荡频率fs来设计谐振电感Ls的大小，其计算公式如下。 (8) 厶4ir幷C* Ls的选择也涉及到很多问题，取大些可有效地抑制原边电流急剧变化引起的寄生振 荡，降低开关损耗；但过大义延长了占空比丢失时间，使整机的效率明显降低。如取小 些，负载电流最大时仍能控制移相稳定，提高电源效率，但过小，虽然占空比丢失最小， 但增大开关损耗，加剧了开关管的温升，降低了电源的可靠性。 3实验结果 根据以上方法设计和制作了200W移相全桥谐振ZVS变换器实验样机，其主要参数如 下

11、： 输入直流电压 Vin为280550V ; 输出直流电压Vo为24V ; 输出电流Io为O8.33A ; 开关频率fs为200kHz ; 4个主开关管为IRFPG40 ; 驱动控制芯片为 UC3875 ; MOSFET驱动芯片采用了 MIC4420 ; 输出整流二极管为 MUR3020 ; 输出滤波电感Lf为19.8 H; 输出滤波电容Cf为1800门； 谐振电感Lr为28Ho 图4示出了电路的脉冲驱动波形和主开管两端所测脉冲波形。 CM幅值 118V 61频率 215.6kHz 脉冲驱动波形 图4 脉冲驱动筹波形和主开关管断源电压波形 4结语 本文在移相全桥 ZVS 电路拓扑基础之上，根据等效电路模捌