高频振幅调制解调及混频PPT课件

1、第6章 振幅调制、 解调及混频 6.1 振幅调制 6.2 调幅信号的解调 6.3 混频 6.4 混频器的干扰 6.1 振幅调制 6.1.1振幅调制信号分析 1. 调幅波的分析 1) 表示式及波形 设载波电压为 cos cos CCc uUt uUt 调制电压为 （61） （62） u t0 (a ) (b ) (c) (d ) (e) u C t t t t m 1 u AM (t) Uc mU c 0 0 0 u AM (t) m 1 m 1 u AM (t) 0 )cos1( cos)()( C aCCCm tmU tUkUtUUtU （63） 振幅调制信号振幅Um(t)为 ka为比例系数

2、，一般由调制电路确定，故又称为调 制灵敏度。 式中,UC（t）与调制电压u成正比,其振 幅UC=ka U与载波振幅之比称为调幅 度（调制度） Ca CC Uk U m UU (64) u t0 (a ) (b ) (c) (d ) (e) u C t t t t m 1 u AM (t) Uc mU c 0 0 0 u AM (t) m 1 m 1 u AM (t) 0 式中,ka为比例系数,一般由调制电路确定,故又称为 调制灵敏度。 )cos1( cos)()( C aCCCm tmU tUkUtUUtU (67) ttmU ttUtu cC cMAM cos)cos1( cos)()( 由

3、此可得调幅信号的表达式 （65） u t0 (a ) (b ) (c) (d ) (e) u C t t t t m 1 u AM (t) Uc mU c 0 0 0 u AM (t) m 1 m 1 u AM (t) 0 调制信号是一连续频谱信号f（t） ( )1( )cos A MCc utUm ftt（66 ） 式中, f（t）是均值为零的归一化调制信号, |f（t）|max=1。若将调制信号分解为 (67) 1 cos n nnn tUtf ttmUtu c n nnnCAM coscos1 1 u t0 (a ) (b ) (c) (d ) (e) u C t t t t m 1 u

4、 AM (t) Uc mU c 0 0 0 u AM (t) m 1 m 1 u AM (t) 0 Ca CC Uk U m UU 2) 调幅波的频谱 由图61（c）可知,调幅波不是一个简单的正弦波形。在单一频率的正弦信 号的调制情况下,调幅波如式（65）所描述。 (68) uAM (t) = UM(t) cosct = UC(1+ m cost) cosct （65） tU m tU m tUtu)cos( 2 )cos( 2 cos)( cCcCcCAM U 0F (a ) f U c 0 (b ) f fc 1 0 (c) f fcfcFfcF 2F m / 2m / 2 图64 单音调

5、制时已调波的 频谱 （a）调制信号频谱 （b）载波信号频谱 （c）AM信号频谱 (b ) u AM (t) f (t) t t (a ) 包络 未调制 0 0 图62 实际调制信号的调幅波形 图63 AM信号的产生原理图 tU m tU m tUtu)cos( 2 )cos( 2 cos)( cCcCcCAM 图65 语音信号及已调信号频谱 （a）语音频谱（b）已调信号频谱 振 幅 0 (a ) f / H z 3003 400 振 幅 0 (b ) f / H z fc3 400fc3 400fc 3）调幅波的功率 在负载电阻RL上消耗的载波功率为 22 1 22 CC cc LL uU P

6、dt RR (69) (610) 在负载电阻RL上,一个载波周期内调幅波消 耗的功率为 2 22 2 ( )11 (1cos) 22 (1cos) A M cC LL c ut PdtUmt RR Pmt 由此可见,P是调制信号的函数,是随时间变化的。上、下边频的平均功率均为 (通过对表达式的积分） (611) (612) AM信号的平均功率 2 2 1 () 224 C c L m Um PP R 边频 tU m tU m tUtu)cos( 2 )cos( 2 cos)( cCcCcCAM 2 1 (1) 22 avc m PPdtP 两个边频功率的最大值与载波功率的比值为 (613) 边

7、频功率 载波功率 =1/2 2 2 1 () 224 C c L m Um PP R 边频 2 1 (1) 22 avc m PPdtP 同时可以得到调幅波的最大功率和最小功率,它们分别对应调制信号的最 大值和最小值为 2 m ax 2 m in (1) (1) c c PPm PPm (614) 在调制过程中,将载波抑制就形成了抑制载波双边带信号,简称双边带信号。它可 用载波与调制信号相乘得到,其表示式为 ( )( ) D SBC utkft u 在单一正弦信号u=U cost调制时, （616） （615） 2. 双边带信号 tU m tU m tUtu)cos( 2 )cos( 2 co

8、s)( cCcCcCAM ( )coscos( ) cos D SBCcc utkUUttg tt 图66 DSB信号波形 u 0 (a ) u C t u DSB (t) 0 t (b ) (c) t 0 01800 U (t)U cost u 0 (a ) u C t u DSB (t) 0 t (b ) (c) t 0 01800 U (t)U cost 3. 单边带信号 单边带（SSB）信号是由DSB信号经边带滤波器滤除一个边带或在 调制过程中,直接将一个边带抵消而成。单频调制时, uDSB（t）= k uuC。 当取上边带时 ( )cos() ( )cos() SSBc SSBc u

9、tUt utUt （617） （618） 取下边带时 图67 单音调制的SSB信号波形 u SSB (t) 0t fcF U 图68 单边带调制时的频谱搬移 0F (a ) f 0 (b ) f fc fcF0 (c) f 为了看清SSB信号波形的特点,下面分析双音调制时产生的SSB信号波形。 为分析方便。设双音频振幅相等,即 12 ( )coscosutUtUt 且21,则可以写成下式: （619） (620) 2121 11 2cos()cos() 22 uUtt 受u调制的双边带信号为 (621) 2121 11 2cos()cos() 22 uUtt tttUu c1212DSB co

10、s)( 2 1 cos)( 2 1 cos 取上边带 tt U u )( 2 1 cos)( 2 1 cos 2 12c12 SSB t U t U u)cos( 4 )cos( 4 2c 1c SSB 进一步展开 图69 双音调制时SSB信号的波形和频谱 u 0 (a ) t 1 2 ( 21) 1 2 ( 12) 1 2 ( 12) c 1 2 ( 21) t0 u SSB (t) (b ) SSB 信号频谱 (c) 等幅双音调制信号频谱 f f 0 0 F 1 F 2 fcF 1 fcF 2 2121 11 2cos()cos() 22 uUtt tt U u )( 2 1 cos)(

11、2 1 cos 2 12c12 SSB 6.1.2 振幅调制电路 1.AM调制电路 AM信号的产生可以采用高电平调制和低电平调制两种方式完 成。目前,AM信号大都用于无线电广播,因此多采用高电平调制方式。 1)高电平调制 高电平调制主要用于AM调制,这种调制是在高频功率放大器中 进行的。通常分为基极调幅、集电极调幅以及集电极基极(或发射极) 组合调幅。 图612 集电极调幅电路 u c T 1 E c T 2 E c0 u u AM T 3 图613 集电极调幅的波形 u c T 1 E c T 2 E c0 u u AM T 3 R L u C 1 C 2 u c C 3C 4 C 6C 5

12、 E c R 1 L B C B L B1 图614 基极调幅电路 2) 低电平调制 (1)二极管电路。用单二极管电路和平衡二极管电路作为调制电路,都可以完成AM信 号的产生,图616(a)为单二极管调制电路。当UCU时,由式(538)可知,流过二极 管的电流iD为 (629) u u o(t) H (j) VD u c u D iDi (a ) 0 (b ) f Ffc2fc3fc coscos 22 ()() DDD DCc DD CcCc ggg iUUtUt gg UtUt (2) 利用模拟乘法器产生普通调幅波。 0 (1) tanh() 2 bA o cT uu iI EV (630

13、) 若将 uC 加至 uA ,u加到 uB ,则有 0 0135 (1cos) tanh(cos) 2 (1cos)() coscos 3cos 5 C oc eT ccc UU iItt EV Imtxttt (631) H (j)H (j) E c u A E c u B V3 V1V2 u o R e 式中,m=U/Ee , x=UCVT。若集电极滤波回路的中心频率为fc,带宽为2F,谐振 阻抗为RL,则经滤波后的输出电压 01 ()(1cos) cos oLc uI Rxmtt (632) 图617 差分对AM调制器的输出波形 H (j)H (j) E c u A E c u B V3

14、 V1V2 u o R e 0 (1) tanh() 2 bA o eT uu iI EV 2. DSB调制电路 1)二极管调制电路 单二极管电路只能产生AM信号,不能产生DSB信号。二极管平衡电 路和二极管环形电路可以产生DSB信号。 带 通 滤 波 器 T 1 R L T 2 u c VD 1 VD 2 N 2 u D 1 u D 2 A N 1 N 1 O B N 2 O N 1 u N 2 u o(t) 2() 22 coscos()cos() 22 cos(3)cos(3) 33 LDc DDcDc DcDc igKt u g Utg Utg Ut g Utg Ut 2() 22 c

15、oscos()cos() 22 cos(3)cos(3) 33 LDc DDcDc DcDc igKt u g Utg Utg Ut g Utg Ut (633) iL中包含F分量和(2n+1)fcF(n=0,1,2,)分量,若输出滤波器的中心频率为fc,带 宽为2F,谐振阻抗为RL,则输出电压为 22 cos()cos() 4coscos oLDcLDc LD c uRg UtRg Ut R g Utt (634) 图618 利用模拟乘法器产生 AM信号 21 2 T 0 T 2 T 1 0o 222 uu V I V u V u Ii 图619 二极管平衡调制电路 带 通 滤 波 器 T

16、1 R L T 2 u c V D 1 V D 2 N 2 u D 1 u D 2 A N 1 N 1 O B N 2 O N 1 u N 2 u o (t) 图620 二极管平衡调制器波形 带 通 滤 波 器 T 1 R L T 2 u c VD 1 VD 2 N 2 u D 1 u D 2 A N 1 N 1 O B N 2 O N 1 u N 2 u o(t) 图621 平衡调制器的一种实际线路 R L u c V D 1 2/5 pF 0.01 C 1 C 2 V D 2 C 3 4.7 pF R 3 47 47R 2 R 2 2 k u T 为进一步减少组合分量,可采用双平衡调制器(

17、环形调制器)。在第5章 已得到双平衡调制器输出电流的表达式(549),在u1=u,u2= uC 的情况下,该 式可表示为 图622 双平衡调制器电路及波形 44 2()2coscos 3cos 3 8 coscos LDcDcc oLDc igKt ugttUt uR g Utt (635) (636) 经滤波后,有 2) 差分对调制器 在单差分电路(图57)中,将载波电压 uC加到线性通道,即uB= uC,调制信号u加到 非线性通道,即uA=u,则双端输出电流 io(t)为 H (j)H (j) E c u A E c u B V3 V1V2 u o R e 0 (1) tanh() 2 b

18、A o eT uu iI EV 13 ( )(1cos) tanh(cos) 2 (1cos)() cos() cos 3 ooc T oc U itImtt V Imtxtxt (639) 式中,I0=Ee/Re,m=UC/Ee,x=U/VT。经滤波后的输出电压uo(t)为 01 ( )() coscoscoscos oLcoc utI R mxttUtt(640) H(j)H(j) E c u A E c u B V3 V1V2 u o R e 图624 差分对DSB调制器的波形 H (j)H (j) E c u A E c u B V3 V1V2 u o R e 双差分对电路的差动输出电

19、流为 0 0 2 ( )tanh() tanh() 22 1 ( ) 4 AB o TT oC T uu itI VV I itu u V (641) (642) 若U、UC均很小,上式可近似为 E c V2V1V4V3 V6V5 R L u o u A u B I0 i1i2i3i4 i 6 i 5 i 1 R L i 2 图625 双差分调制器实际线路 12 V 0.47 7501002.7 k W 1 100 副载波 12 V 0.1 250 I5I6 I1I2I3I4 V4V3V2V1 W 2 100 3 k V5a V5b V6b V6a 1 k W 3 3.9 k W 4 15 k

20、 300 300 I0 12 V 300300 V7V8 色差信号 3 k 2 k 3. SSB调制电路 SSB信号是将双边带信号滤除一个边带形成的。根据滤除方法的不 同,SSB信号产生方法有好几种,主要有滤波法和移相法两种。 1) 滤波法 图626是采用滤波法产生SSB的发射机框图。 图626 滤波法产生SSB信号的框图 图627 理想边带滤波器的衰减特性 +12 -12 J1 J5 J3 J6 R1 1K C2 104 R2 200 R4 1K R3 1K R5 3.3K R6 3.3K R11 10K R12 200 R13 10K R14 200 R15 6.8K R16 1.5K R

21、17 1.5K R10 510 C1 104 C4 104 C3 104 C8 104 12 E1 10uf/16v D2 8.2V 1 2 3 4 5 6 7 14 13 12 11 10 9 8 U1 MC1496 F1 455K AM,DSB SSB 3 2 1 U2A TL082 5 6 7 U2B TL082 TH3 TH6 C7 104 TH2 TH1 R7 1K W1 5K W2 20K R8 10K R40 1k 6.2 调幅信号的解调 6.2.1 调幅解调的方法 振幅解调方法可分为包络检波和同步检波两大类。包络检波是 指解调器输出电压与输入已调波的包络成正比的检波方法。由于A

22、M 信号的包络与调制信号成线性关系,因此包络检波只适用于AM波。其 原理框图如图630所示。 图630 包络检波的原理框图 图631 同步解调器的框图 插入载波 同步解调器低通滤波器u U cos ( ctc) D SB信号 SSB 信号或 f fcFfcfcF f fcF 0 0 f F 0 同步检波又可以分为乘积型(图632(a)和叠加型(图 632(b)两类。它们都需要用恢复的载波信号ur进行解调。 低通滤波器 u s (a ) u o u r 包络检波器 u s (b ) u o u r 插入载波 同步解调器低通滤波器u U cos ( ctc) D SB信号 SSB 信号或 f fc

23、FfcfcF f fcF 0 0 f F 0 6.2.2 二极管峰值包络检波器 1原理电路及工作原理 图633(a)是二极管峰值包络检波器的原理电路。它是由输入回路、二极管VD 和RC低通滤波器组成。 u i CR VD u o (a ) CR u o u i (b ) CR (c) u o 11 c RR CC 式中,c为输入信号的载频,在超外差接收机中则 为中频I ，为调制频率。在理想情况下,RC网络的阻 抗Z应为 ()0() c ZZR u i CR VD u o (a ) CR u o u i (b ) CR (c) u o 11 c RR CC 图634 加入等幅波时检波器的工作过程

24、 u i CR VD u o (a ) CR u o u i (b ) CR (c) u o 从这个过程可以得出下列几点: (1)检波过程就是信号源通过二极管给电容充电与电容对电阻R放电 的交替重复过程。 (2)由于RC时常数远大于输入电压载波周期,放电慢,使得二极管负极 永远处于正的较高的电位(因为输出电压接近于高频正弦波的峰值,即 U o Um)。 (3)二极管电流 iD 包含平均分量(此种情况为直流分量) Iav及高频分 量。 u i CR VD u o (a ) CR u o u i (b ) CR (c) u o 图635 检波器稳态时的电流电压波 形 DiO uuU iDO uuU

25、 图636 输入为AM信号时检波器的输出波形图 图637 输入为AM信号时,检波器二极管的电压及电流波形 tUuu tUuu OAMD ODAM CR u (a ) R g C g CR U dc (b ) C R 2性能分析 1) 传输系数 Kd 检波器传输系数 Kd或称为检波系数、检波效率,是用来描述检波器对 输入已调信号的解调能力或效率的一个物理量。若输入载波电压振幅为Um, 输出直流电压为Uo,则 Kd定义为 o d m U K U (643a) (643b) d C U K m U 由于输入大信号,检波器工作在大信号状态,二极管的伏安特性可用折线近 似。在考虑输入为等幅波,采用理想的

26、高频滤波,并以通过原点的折线表示二极管 特性(忽略二极管的导通电压VP),则由图635有: 0 00 DDD D D guu i u (644) 式中, uD=ui-uo , gD=1/rD , (645) 式中, uD=ui-uo , gD=1/rD ,为电流通角, iD是周期性余 弦脉冲,其平均分量I0为 m ax ()(1) (1cos) o DDmoDm m Dm U igUUg U U g U )cos(sin )( mD 0Dmax0 Ug iI )cossin( )( mD 1Dmax1 Ug iI (646) (647) cos o d m U K U (648) 由此可见,检

27、波系数 Kd是检波器电流 iD的通角的 函数,求出后,就可得 Kd。 cos om UU 等式两边各除以 cos,可得 tan D gR (650) 当 gDR 很大时 , 如 gDR50时,tan-3/3, 代入式(6-50),有 (651) (sincos)cos ooD mm UI RgR UU (649) Kd= 由 )cos(sin )( mD 0Dmax0 Ug iI 3 D 3 Rg cos o d m U K U Uo=I0R, 得 图639 Kd gDR关系曲线图 图640 滤波电路对 Kd的影响 2) 输入电阻 Ri 检波器的输入阻抗包括输入电阻 Ri 及输入电容 Ci ,

28、如图641所示。输入电阻是 输入载波电压的振幅Um与检波器电流的基频分量振幅I1之比值,即 1 m i U R I (652) 输入电阻是前级的负载,它直接并入输入回路,影 响着回路的有效Q值及回路阻抗。 1 (sincos) m i D U R Ig (653) CR i s R 0 LC 1 Z i R i C i )cossin( )( mD 1Dmax1 Ug iI m ax ()(1cos) DDmoDm igUUg U 当gDR50时,很小, 22 2 mC i UU RR (sincos) i D R g 3 3 D gR 2 R R i 从能量守恒原理来理解： 代入 可得 1

29、(sincos) m i D U R Ig 3 1 sin 6 m 2 cos1 2 2 i R R 3检波器的失真 1)惰性失真 在二极管截止期间,电容C两端电压下降的速度取决于RC的时 常数。 图642 惰性失真的波形 为了避免产生惰性失真,必须在任何一个高频周期内,使电容C通过R放电 的速度大于或等于包络的下降速度,即 ( ) o uUt tt (655) U(t) =Um(1+mcost) 1 1 ( ) sin ttm Ut m Ut t (656) 二极管停止导通的瞬间, uC=Um(1+mcost)。 从t1时刻开始通过R放电后的电压： 11 11 1 (1cos) tttt o

30、 R CR C Cm u ueUmte ttR C (657) 11 11 (1cos) tttt R CR C oCm uueUmte 放电速度 ( ) o uUt tt 1 1 ( ) sin ttm Ut m Ut t 11 11 1 (1cos) tttt o RCRC Cm u ueUmte ttR C (657) 1 1 sin 1 1cos R Cmt A mt 可得 1 11 1 (1cos)sin tt RC mm Umtem Ut R C 实际上,不同的t1,U(t)和uC的下降速度不同,为避免产生惰性失真,必须保证A值最 大时,仍有Amax1。故令dAdt1=0,得 1

31、2 2 m ax m axm ax cos 1 1 tm m R C m m R C m 代入式(658),得出不失真条件如下: (659) (660) (661) 1 1 sin 1 1cos R Cmt A mt 图643 底部切削失真 2) 底部切削失真 RC g R UU RR (662) (1) CC g R UmU RR (1) CC g R UmU RR 正常： 不正常： 要避免底部切削失真,应满足 (1) CC g R UmU RR (663) (664) RR gg RR/RRR g g R R m RRR 1 g gg R R m RRRR 图644 减小底部切削失真的电路

32、 C 1 (a ) C 2 R 2 R g C g R 1 (b ) 射 随 器 RR g g g R R m RRR 3) 非线性失真 由检波二极管的非线性引起，R远大于rD ，可减小非线性失真。 3) 频率失真 m in 1 gg R C m ax 1 RC m in 1 gg R C m ax 1 RC 4实际电路及元件选择 图645 检波器的实际电路 C 3 放 大 20 R 3 82 k 6 V 10 k R 4 E c 2A P9 C 1 R 1 680 R g R 2 4.7 k 5 100 pF 5 100 pF C g 10 C 2 检波器设计及元件参数选择的原则如下: (1

33、)回路有载QL值要大, (2) 为载波周期 (3) (4) (5) 0 00 / 1 2 L RR QC 1 1, C CCc R C T TTf 2 m ax m axm ax 1 (1) gg g m RC m Rm R mR RRm m in 1 gg R C m ax 1 RC 例 6.3已知普通调幅信号载频fc=465kHz, 调制信号频率范围 为300 Hz3400 Hz, Ma=0.3, RL=10 k, 如何确定图6.4.5所 示二极管峰值包络检波器有关元器件参数? 解： 一般可按以下步骤进行: 1) 检波二极管通常选正向电阻小(500以下)、反向电阻大(500k以上)、结电容

34、 小的点接触型锗二极管, 注意最高工作频率应满足要求。 2) RC时间常数应同时满足以下两个条件: 电容C对载频信号应近似短路, 故应 有 , 通常取 ; 为避免惰性失真,应有 RC 。代入已知条件, 可得(1.73.4)10-6RC0.1510-3 1 c RC 5 10 c R C max 2 1 a a M M 3) 设 =0.2, 则R1= , R2= 。 为避免底部切割失真, 应有 Ma , 其中 。 代入已知条件, 可得R63 k。因为检波器的 输入电阻 Ri 不应太小, 而Ri= , 所以R不能太小。 取R=6k, 另取C=0.01 F, 这样, RC=0.0610-3, 满足上

35、一步对时间常数的要求。 因此, R1=1k, R2=5k。 4) CC的取值应使低频调制信号能有效地耦合到RL上, 即满足: 2 1 R R 6 R 6 5R R R L2 L2 1 RR RR RR R 2 1 m in 1 LC R C 或 m in 1 C L C R 取 Cc=47F 6.2.3 同步检波 1乘积型 设输入信号为DSB信号,即us= Us cost cosct,本地恢复载 波 ur = Ur cos(rt +) , 这两个信号相乘 coscoscos() 1 coscos()cos() 2 srsrcr srrcrc u uU Uttt U Uttt (672) 经低通

36、滤波器的输出,且考虑r-c=c在低通 滤波器频带内,有 cos() cos ooc uUtt (673) 由上式可以看出,当恢复载波与发射载波同频同相时,即r=c,=0,则 uo= Uo cost (674) 若恢复载波与发射载频有一定的频差,即r=c+c uo= Uo cosct cost (675) 引起振幅失真。若有一定的相差,则 uo= Uo cos cost (676) cos() cos ooc uUtt 图648 几种乘积型解调器实际线路 10 k 2 k 10 k 10 k 10 k 10 k 10 k C 2 C 1 载波 输入 7/15 pF T 2 7/15 pF C 4

37、 T 1 中频 输入 10 pF 10 pF C 3 音频输出 (a ) 220 pF (470 pF) 220 pF (470 pF) 0.01 (0.005)(0.005) 0.01 4.7 k 中频 输入 9 MH z (455kH z) 载频输入 500 500 500 H (2.5 mH ) 0.01 (b ) 中频 输入 470 pF E 4 7 k 4 7 0 k 100 k 22 pF 0.01 1 k 载频 0.01 1 2 5 1 k 0.01 4.7 k 0.1 u (c) 0.01 5 1 f0f1 68 1 k 1 k 0.01 输出 1 1200 2 3 中频 输入

38、 2200 0.01 载频 1.5 V0.001 7 100 25 9 V (d ) T 1 12 V 10 k 10 k 2 k 2200 pF 2. 叠加型 对DSB信号而言,只要加入的恢复载波电压，可得 到一个不失真的AM波。 u s u s u r u r CR us=UScos(c+)t= US cost cosct US sint sinct 恢复载波 ur = Ur cosrt = Ur cosct 图649 叠加型同步检波器 原理电路 单频调制的单边带信号(上边带)为 us+ur=(Us cost +Ur) cosct Us sint sinct =Um(t)cosct+(t)

39、 (677) 222 2 ( )2cos1()2cos 12cos ss mrsrsr rr r UU UtUUU UtUt UU Ummt (678) (679) tUU tU t sr S cos sin arctan 式中 us=UScos(c+)t= US cost cosct US sint sinct 恢复载波 ur = Ur cosrt = Ur cosct tUtUUtU sin) cos()( 22 s 2 srm (680) 式中, m=Us/Ur。当mUs时,上式可近似为 ( )12cos(1cos) ( )(1cos) mrr odmdr UtUmtUmt uK UtK

40、 Umt (681) (682) tmmUtU cos21)( 2 rm 图650 平衡同步检波电路 u s u s V D1 V D2 u rC C R R U o1 U o2 u o uo1= Kd Ur(1+ mcost) uo2= Kd Ur(1- mcost) (683) 则总的输出 uo=uo1-uo2=2KdUrmcost (684) ( )(1cos) odmdr uK UtK Umt 图651 混频器的功能示意图 混频器 f fc fL f f fI u s ( fc )u I( fI ) u L ( fL ) tt 00 0 0 0 (a ) (b ) 6.3 混频 6.3

41、.1 混频的概述 图652 三种频谱线性搬移功能 (a)调制(b)解调(c)混频 0 0 0 0 f f fcfc 00 f f (a ) (b ) f f 0 0 (c) f f f fc fc fLfI 2混频器的工作原理 设输入到混频器中的输入已调信号us和本振电压uL分别为 us=Uscostcosct uL=ULcosLt 这两个信号的乘积为 coscos 1 coscos()cos() 2 coscos sLsLL sLLcLc III u uU Utt U Uttt uUtt (685) (686) cosct 3混频器的主要性能指标 1) 变频增益 变频电压增益定义为变频器中频

42、输出电压振幅UI与高频输入信号电压 振幅Us之比,即 I vc s U K U (688) 同样可定义变频功率增益为输出中频信号功率PI 与输入高频信号功率Ps之比,即 s I pc P P K (6-89) 2) 噪声系数 混频器的噪声系数NF定义为 1 1 20 lg() 10 lg() vc s pc s U KdB U P KdB P 通常用分贝数表示变频增益,有 (690) (691) F N 输入信噪比(信号频率) 输出信噪比(中频频率) (692) 3) 失真与干扰 变频器的失真有频率失真和非线性失真。除此之外,还会产生各种非线性干 扰,如组合频率、交叉调制和互相调制、阻塞和倒易

43、混频等干扰。所以,对混频 器不仅要求频率特性好,而且还要求变频器工作在非线性不太严重的区域,使之 既能完成频率变换,又能抑制各种干扰。 图655 混频器输入、输出电平的关系曲线 中频输出电平/dB 3dB 3dB 压缩 电 平 输入电平/dB 4)变频压缩(抑制) 在混频器中,输出与输入信号幅度应成 线性关系。实际上,由于非线性器件的限制, 当输入信号增加到一定程度时,中频输出信号 的幅度与输入不再成线性关系, 5) 选择性 混频器的中频输出应该只有所要接收的有用信号(反映为中频,即fI=fL-fc),而 不应该有其它不需要的干扰信号。但在混频器的输出中,由于各种原因,总会混 杂很多与中频频率

44、接近的干扰信号。 6.3.2 混频电路 1晶体三极管混频器 图660 收音机用典型变频器线路 (a)中波AM收音机的变频电路 (b)FM收音机变频电路 图660 收音机用典型变频器线路 (a)中波AM收音机的变频电路 (b)FM收音机变频电路 2二极管混频电路 输入信号us为已调信号； 本振电压为uL, 有ULUs, u s U I fsfI u L 图661二极管平衡混频器原理电路 2() oDLs igKt u 122 2(coscos 3)cos 23 oDLLsc igttUt 2 cos()cos ILILDsLsII uR iR g UtUt 图662为二极管环形混 频器,其输出电

45、流io为 2() 44 2(coscos 3) 3 4 cos()cos oDLs DLLsc IDDLcII igKt u gttUt ug UtUt 经中频滤波后,得输出中频电压 (6100) (6101) u s u L i 2 i i i 1 i 3 i 4 i i U I 3其它混频电路 图中输入变压器是用磁环绕制的平衡不平衡宽带变压器,加负载电阻200 以后,其带宽可达0530MHz。XCC型乘法器负载电阻单边为300,带宽 为030MHz,因此,该电路为宽带混频器。 5 1 68 2 3 2.2 k 0.01 本振输入 (500 ) 1.5V 0.001 7 100 0.01 9

46、 V V1V2 1.2 k 信号输入 (50 ) 1:6.6 T 1 12.6:1 信号输出 (50 ) T 2 V3 图664 差分对混频器线路 MC 1596G 7 8 1 4 10 5 9 6 32 51 50 k 51 u L us 0.001 F 51 0.01 F 100 H 100 H 0.001 F 9.5 H 5 80 pF 5 80 pF 输出 6.8 k 8 V ZL RL 50 L1 9 MH z ZL 10 k 10 k 100 mV 0.001 F 1 k1 k 8V 200 120 120 120 200 120 9 10 7 8 546 123 11 620 0

47、.033 F 12 620 620 0.033 F 0.033 F 1.2 k 1.2 k 输出 12 V ZLZL 1 k ZL 0.033 F 0.033 F 3.3 k 3.3 k u L u s (a ) (b ) V1 V2 12 V 调零 100 图665 用模拟乘法器构成混频器 图665 用模拟乘法器构成混频器 E c V2V1V4V3 V6V5 R L u o u A u B I0 i1i2i3i4 i 6 i 5 i 1 R L i 2 6.4 混频器的干扰 6.4.1 信号与本振的自身组合干扰 对混频器而言,作用于非线性器件的两个信号为输入信号 us(fc)和 本振电压 u

48、L(fL),则非线性器件产生的组合频率分量为 f= p fL q fc (6102) f0fI E c E b u L u s i c 式中 p、q为正整数或零。当有用中频为差频时, 即 fI =fL fL fc 或fI = fc-fL , 只存在pfL qfc = fI 或 qfc pfL = fI 两种情 况可能会形成干扰,即 pfL qfc fI (6103 这样,能产生中频组合分量的信号频率、本振频率与中频频率之间存在 着下列关系 I 1 cL p fff qq (6104) 当取fL - fc = fI 时,上式变为 I 1 c fp fqp (6105) I 1 c p ff qp

49、 或 fcfI 称为变频比。 fcfI 称为变频比。如果取 fc-fL= fI ,可得 I 1 c fp fpq (6106) 根据式（6105 ） I 1 c fp fqp 得表61 例调幅广播接收机的中频为465 kHz465 kHz。某电台发射频率fc=931KHzfc=931KHz。当接收该台广播 时，接收机的本振频率f fL L=f=fC C+f+fI I=1396 KHz=1396 KHz。显然f fI I=f=fL L-f-fC C ，这是正常的变频过程( (主 通道) )。但是，由于器件的非线性，在混频器中同时还存在着信号和本振的各次谐波 相互作用。变频比f fC C/f/fI

50、 I=931=93146524652，查表6 61 1，对应编号2 2和编号1010的干扰。对2 2 号干扰，P=1P=1，q=2q=2，是3 3阶干扰，由式(6(6103)103)，可得2f2fC C-f-fL L=2=29319311396=466 KHz1396=466 KHz， 这个组合分量与中频差1 KHz1 KHz，经检波后将出现1 KHz1 KHz的哨声。这也是将自身组合干 扰称为干扰哨声的原因。对1010号干扰，p=3p=3，q=5q=5是8 8阶干扰，其形成干扰的频率关系 为5f5fC C-3f-3fL L=5=59319313 31396=467 KHz465 kHz139

51、6=467 KHz465 kHz，可以通过中频通道形成干扰。 干扰哨声是信号本身(或其谐波)与本振的各次谐波组合形成的，与外来干扰无关，所 以不能靠提高前端电路的选择性来抑制。减小这种干扰影响的办法是减少干扰点的数目并 提高干扰的阶数。其抑制方法如下： (1) (1)正确选择中频数值。当f f固定后，在一个频段内的干扰点就确定了，合理选择 中频频率，可大大减少组合频率干扰的点数，并将阶数较低的干扰排除。 例如，某短波接收机，波段范围为230 MHz。如fI=1.5 MHz，则变频比fCfI=1.33 20，由表61可查出组合干扰点为2、4、6、7、10、11、14和15号，最严重的是2号(3

52、阶干扰)，受干扰的频率 fC=2fI=3 MHz。 若fI=0.5 MHz， fC/fI=460，组合干扰点为7号和11号，最严重的是7号(7阶干扰)，受 干扰的频率 fC=4fI =2MHz。由此可见，将中频由1.5 MHz改为0.5 MHz，较强的干扰 点由8个减少到2个，最强的干扰由3阶降为7阶。但中频频率降低后，对镜像干扰频率 的抑制是不利的。 如选用高中频，中频采用70 MHz， fC/fI=0.0290.43，满足这一范围的组合频率干扰 点也是很少的(12、16和19号)，最严重的是12号干扰(阶数7阶)，因此影响很小。 此外，采用高中频后，基本上抑制了镜像和中频干扰。由于采用高中

53、频具有独特的 优点，目前已广泛采用。实现高中频带来的问题是：要采用高频窄带滤波器，通常 希望用矩形系数小的晶体滤波器，这在技术上会带来一些困难，当然可采用声表面 波滤波器来解决这一难题，其相对带宽可做到0.02 0.02 7070，矩形系数可达1.21.2。 (2)(2)正确选择混频器的工作状态，减少组合频率分量。应使g gm m(t)(t)的谐波分量尽 可能地减少，使电路接近乘法器。 (3)(3)采用合理的电路形式。如平衡电路、环形电路、乘法器等，从电路上抵消 一些组合分量。 6.4.2 外来干扰与本振的组合干扰 这种干扰是指外来干扰电压与本振电压由于混频器的非线性而形成 的假中频。设干扰电

54、压为uJ(t)=UJ cosJt, 频率为fJ 。接收机在接收有用信 号时,某些无关电台也可能被同时收到,表现为串台,还可能夹杂着哨叫声,在这 种情况下,混频器的输入、输出和本振的示意图见图669。 混 频 器fIf0 u c( fc ) u J( fJ) f0fc fL fIfLfc fLf0 图669 外来干扰的示意图 如果干扰频率 fJ 满足式(6104),即 I 1 JL p fff qq 就能形成干扰。式中, fL由所接收的信号频率决定, 用fL=fc+fI 代入上式,可得 I 1 Jc pp fff qq (6107) 混 频 器fIf0 u c( fc ) u J( fJ) f0

55、fc fL fIfLfc fLf0 1.中频干扰 当干扰频率等于或接近于接收机中频时,如果接收机前端电路的选 择性不够好,干扰电压一旦漏到混频器的输入端,混频器对这种干扰相当于 一级(中频)放大器,放大器的跨导为gm(t)中的gm0,从而将干扰放大,并顺利 地通过其后各级电路,就会在输出端形成干扰。 图670 抑制中频干扰的措施 (a)提高选择性 (b)加中频陷波电路 0 fJfIf0fc f L I C I 去高放 (a )(b ) 2镜像干扰 设混频器中fLfc , 当外来干扰频率fJ=fL+fI 时, uJ与uL共同作用在混 频器输入端,也会产生差频fJ-fL=fI,从而在接收机输出端听

56、到干扰电台的声音。 fJ、fL 及fI的关系如图671所示。 f0fcfLfJ fIfI f 图671 镜像干扰的频率关系 例 6.1已知调制信号频率范围为300Hz4 kHz, 分别采用普通调幅(平均调幅指 数Ma=0.3)、双边带调幅和单边带调幅三种方式, 如要求边带功率为10W, 分别求出 每种调幅方式的频带宽度、发射总平均功率Pav及功率利用率 解： 普通调幅： 由式(612)可得边带功率 ） 总平均功率 边带功率 （ 2 m ax m ax 1 2(10.3 )10 2 10 222 0.045 2232 10 4.3% 232 2m ax8 210 10 100% 10 28 10

57、 10 100% 10 4 SBcc C avcSB avsB avSB pppW PW PppW B WFkH Z ppW B WFkH z PpW B WFkH z 故 所以 双边带调幅： 单边带调幅 E c V2V1V4V3 V6V5 R L u o u A u B I0 i 1 i 2 i 3 i 4 i 6 i 5 i 1 R L i 2 例 6.2 已知调制信号u(t)的频谱范 围为300Hz4000 Hz, 载频为 560kHz。现采用MC1596进行 普通调幅, 载波信号和调制信号分别 从X、Y通道输入。若X通道输入是 小信号, 输出 uo(t)=k1uxuy；若X通道 输入是

58、很大信号, uo(t) =k2uyK2(ct)。 分析这两种情况的输出频谱。 ux uy T B T A 0o 2 tanh 2 tanh V u V u Ii 解：由于是普通调幅, 故输入调制信号应迭加在一直流电压UY上, 即uy(t)=UY+u(t), 显 然, 为使调制指数不大于1, UY应不小于u(t)的最大振幅。令 ux(t) = cosct , 则当ux(t)是 小信号时, uo(t) =k1(UY+u)cosct=k1UY cosct +k1 u cosct 当ux(t)是很大信号时, uo(t)=k2(UY+u)K2(ct) 在前一种情况, uo 的频谱应为c和c , 其中是u

59、的全部频谱, 如下所示, 显然 这是普通调幅信号频谱。 T A e B oo 2 1)( V u E u Iti 由于 fc=560 kHz, Fmax =4kHz, fcFmax, 所以用带通滤波器很容易取出其中的普通调幅信 号频谱而滤除 fc的三次及其以上奇次谐波周围的无用频谱。虽然两种情况下的输出频 谱不一样, 但经过带通滤波后的频谱就一样了。 第6章 振幅调制、 解调及混频 uAM (t) = UM(t) cosct = UC(1+ m cost) cosct ( )1( )cos A MCc utUm ftt 1 cos n nnn tUtf ttmUtu c n nnnCAM co

60、scos1 1 2) 调幅波的频谱 3）调幅波的功率 在负载电阻RL上消耗的载波功率为 22 2 22 2 1 22 1( )1 (1cos) 22 (1cos) CC cc LL A M cC LL c uU Pdt RR ut PdtUmt RR Pmt 在负载电阻RL上,一个载波周期内调幅波消耗的功率为 ( )coscos()cos() 22 A MCcCcCc mm utUtUtUt + uAM (t) = UM(t) cosct = UC(1+ m cost) cosct 2 2 2 1 () 224 1 (1) 22 C c L avc m Um PP R m PP dtP 上、下