集成电路原理与应用

1、1、讨论集成运放稳定性与闭环增益的关系，并简述相位补偿的方法。由于运放电路是一个多极点高增益放大器，且一般都工作在闭环状态，所以在实际应用中有时会出现自激振荡，而使运放电路不能正常工作。产生自激振荡的条件：A(j 3 )F(j 3 )= 1其中幅值条件：A(j 3 )F(j 3 )=1相位条件：0F2n只有同时满足幅值条件和相位条件，运放才会产生自激振荡，只满足其中条件之一， 运放不会产生自激振荡。要使集成运放在闭环下能稳定地工作，就必须破坏产生自激振荡的两个条 件或两个条件之一。所以运放电路闭环稳定工作的条件应为A .F 1时，相移相移时，A .F 1单极点集成运放最大相移为9，所以单极点运

2、放电路在任何反馈深度下都不会产生自激振荡。对于两个极点的集成运放，只有在频率时，相移才能达到180，而此时增益Ad ,也不会满足自激振荡的振幅条件，所以也不会产生自激振荡，但由于集成运放中分布电容的影响， 对于两个极点的运放电路也有可能产生自激振荡。对于三个极点的运放电路，其最大相移为270，其幅频特性和相频特性曲线如图1所示。图1三极点放大器频率特性假设环路增益是与频率无关的常数，则环路增一为AdF，取对数后为20lgA20lg 害1其中，20lg Ad是开环增益频率特性曲线，20lg卍 是反馈曲线。当负反馈系数f Fm时，反馈曲线为M，当环路增益为0dB时，开环频率特性曲线与 反馈曲线M相

3、交于m点。在m点，环路增益为1，满足自激振荡的幅度条件，m点对应的频率为如为fm，相应的相移为m 1800，不满足自激振荡的相位条件，既当反馈系数F Fm 时，满足闭环稳定条件，所以运放电路工作是稳定的。1当增加负反馈深度时，反馈系数F R时，这时20lg - 将减小，反馈曲线 M变为曲线S,曲线S与开环频率特性曲线相交于s点，设s点对应的频率为fs ,如果当f fs时，相移1800，这时就同时满足了自激振荡的两个条件，运放电路在闭环时工作是不稳定的。1当在增加负反馈深度时，反馈系数F Fn时，这时20lg将会更小，反馈曲线 S变为N，在反馈曲线 N上，总可以找到相移1800时的频率fs,当f

4、 fs时，这时既满足自激振荡的幅度条件，又满足自激振荡的相位条件，所以当反馈系数F Fn时，运放电路闭环更不稳定。由以上分析可知，集成运放反馈越深，既闭环增益越小，越容易产生自激振荡。相位补偿的作用是用补偿网络来改变集成运放开环的频响特性，以增加负反馈放大器的相位余量。相位补偿的方法有滞后相位补偿、超前相位补偿。滞后相位补偿是通过相位补偿网络使放大器开环增益的附加相移进一步滞后。常用的滞后相位补偿的方法有：简单电容补偿、电阻电容串联补偿、密勒电容补偿等。它们的共同点是压低第一个转折频率，结果使反馈放大器的上限频率受影响，这是用牺牲带宽换取放大器闭环工作的稳定性。超前补偿则是在不压低第一转折频率

5、的前提下，设法引入一个超前相移的零点频率，这样既扩大了20dB/10oct的范围，又有效地扩展了反馈放大器的上限频率，也就扩大了反馈放大区的稳定工作范围。因为补偿后，第二个转折频率推迟出现，所以比未补偿时相位超前，故称为超前补偿。其缺点是不一定能实现单位增益补偿。2、举例说明（至少三个）集成运放线性应用时如何选择它的技术参数?A、反相放大器反相输入放大电路如图 2所示，信号电压通过电阻 R1加至运放的反相输入端，输出电压V。通过反馈电阻 R2反馈到运放的反相输入端， 构成电压并联负反馈放大电路。R3为平衡电阻应满足R3 R1/R2。图2基本反相放大器利用理想集成运放条件:虚短和虚断，即增益为a

6、f u R2 1 2R2即afUiRi hRiu u ，iA iA，可得出此电路的闭环此电路输入电压与输出电压之间的关系为U。- Ui或 U - U iRRR2即为反相放大器的放大倍数。Ri此电路的等效输入电阻为Re 5 更 尺Ii1l此电路的等效输出电阻为1 AdF在理想条件下，1 AdF很大，Ro很小，所以Roe 0。一般Ri，R2取值范围为1K?1M?，阻值太小，字则输入电阻太低，但大到超出1M?又难以保证阻值的稳定性和精度，所以对于基本反相放大器必须设法提高其输入电阻。B、积分电路积分电路是应用非常广泛的一种集成运放电路。它在控制系统中常作为积分环节，在A/D变换中用来产生线性度很高的

7、斜坡电压，在U/F变换器和压控振荡器中用来产生三角波、锯齿波波形，在测量电路中用于实现积分变换，如实现加速度到速度、速度到位移振 动信号的变换等。图3所示为基本反相积分器。当运放为理想集成运放时，分析积分器的以下特性。图3基本反相积分器(1)传输函数c Uo SI2 S Z2 SZ2 S SC 乙SR1SRC1STGSUi SIl S Zi S式中，T RC，T为积分时间常数。(2)频率特性?Uo1A j?Uij RC其中，幅频特性为GGj1TRC1式中，t， T为幅频特性的交接频率。RC相频特性为(3)输出电压与输入电压的关系Uo t1_RCui t dtc、微分电路微分电路与积分电路互为模

8、拟量间的逆运算、逆变换。微分电路和积分电路一样应用非常广泛，除了在线性系统中做微分运算外，在控制系统中用于实现微分校正，在脉冲数字电 路中常用来做波形变换，如将矩形波变为尖顶脉冲波。图4为基本微分器，在理想运放条件下，微分器的理想积分常数为U。SUi SSRC STRC为微分时间常数。图4基本微分器式中，T此微分器的频率特性为A jUoUij RC其中，幅频特性为GG jRC1式中，T ，T为幅频特性的交接频率。RC相频特性为输出电压与输入电压的关系为Uo tRCdui tdi基本微分器在实际使用中存在稳定性差、高频输入阻抗低、高频干扰大等缺点。3、阐述抽样数据电路的特点和分析方法。数据抽样电

9、路是处理抽样信号（时间离散、幅度连续信号）的电路。由于抽样信号是幅度连续信号，常将抽样数据电路归入模拟电路大类。只要满足抽样定理所规定的条件，抽样数据信号可以无失真地复原抽样前的模拟信号，所以用抽样数据电路处理模拟信号时，只要电路特性理想，就不会产生失真。而数据信号是用有限个离散值逼近连续值，因而它不可能无失真地复原数字化前的模拟信号，增加字长只能减小误差， 但不可能消除，所以用数字电路处理模拟信号，肯定会产生失真。因为抽样数据电路要处理时间离散的抽样信号，所以电路中必含有存储信号的元件和控制电路工作的时钟，对存储信号的精度和时钟信号参量将影响电路性能。因为抽样数据电路的输入和输出都是抽样信号

10、，它们的频谱按抽样时钟频率的整倍数重复，所以抽样数据电路的频率特性也按抽样时钟频率的整倍数重复。抽样数据电路目前有三种型式：由电荷耦合器器件（CCD ）构成的电路、开关电容电路（SC）和开关电流电路（SI）。在信号处理中得到广泛应用的是开关电容电路和开关电 流电路。开关电容电路和开关电流电路的输入输出信号均是离散时间信号，它们的输出输入关系都是用差分方程描述。在开关电容电路时域分析中，需要使用电荷守恒原理。 电荷守恒原理是指在开关电容电路中，用“闭合面”包围各电容器一个极板的集合，只要闭合面内没有存储电荷的元件，并 且没有导电路径穿过这个 “闭合面”，那么闭合面内所有电容器极板上所存储的总电荷

11、就不 会发生变化，并且与整个电路中开关的闭合和断开以及电容器上的电压因任何原因而发生的 变化无关。以简单开关电容电路为例，其图为图5，假定电路中的开关和电容器具有理想特性，时钟信号使用两相不重叠时钟，并假定各电容器上的初始电压均为零。从（n-1）TC到（n-1/2）TC时区间，电容器 C1两端电压随输入电压变化，电容器 C2两端电压为零。在(n-1/2)TC时刻，开关S1断开、S2闭合，利用电荷守恒原理和KVL计算电容器上电压，选择闭合面为 SC,可得：h洛+G怙佃一1三匚怙3 - 2)0附一叽时间上标“+”表示开关闭合后电容器上的电压值，时间上标“一”表示开关闭合前电容器上的电压值。-itd

12、IIIriIirrt7c(MH 尼%土二41图5简单开关电容电路根据 KVL，可得 VC1 n 1/ 2 TCVC2 n 1/2 TC可得该时刻电容器 C2上的电压为Vc2 n 1/ 2 TcCiC1 C2Vc1n 1/ 2 TCGC1 C2VC2n 1/2 TC假定 VC2 n 1/ 2 TC0，所以有 Vc2 n 1/ 2 TcC1C1 C2n 1/2 TC从n 1/2 Tc到nTc区间，电容器 C1和C2上的电压均保持n 1/2 Tc 时刻的值。至此，电路完成了一个时钟周期工作，此后在每个时钟周期内，都将重复上述工作过程，只是电容器上电压的数值将不断变化。因为Vc 2 n 1 TcVC2

13、 nTcVc2n 1 !CVc2n 1 Tc可得一个时钟周期内输出与输入电压的关系VC2 nTcC2C1 c2VC2n 1 TcCiC1 c2n 1/2 Tc图6为基本开关电流电路，其中（a）为电路图，（b）为工作波形。2 dbf JjS F L(a)仲卄吒叭耳花图6基本开关电流电路在n 1 Tc时刻，S1闭合，S2断开，则在n 1/2 Tc时刻，S2闭合，S1断开，则i。n 1/2 TCI。iD n 1/2 Tc因栅源电容的保持作用iD n 1/2 TCiDn1 TC可得 i0 n 1/2 TCiin 1 Tc该式表明，在n 1/ 2Tc时刻输出电流值比n 1 Tc时刻输入电流值延时了1/2

14、时钟周期,并反相。此后，在每个时钟周期将重复上述过程。4、运用运算仿真法设计二阶以上的有源滤波器并进行仿真分析。用运算仿真法设计一个低通滤波器，其3dB带宽为1KHz，信源阻抗和负载阻抗均为600 ，在5KHz处衰减大于60dB。Iog5 0.70.7 100dB 70dB 60dB采用巴特沃斯逼近的五阶无源LC低通滤波器满足给定频率特性的要求，图7所示为其电路图，其频率特性如图 8所示，其参数值为图7 LC低通滤波器图8五阶巴特沃斯低通滤波器频率特性利用KVL和KCL可以列出图3所示的电路的状态方程组，表示为14Vs V5RsisSC5V V3SL4SC3V3 ViSL2i2 iLIlSGV

15、R2可以看出方程组中每个方程均为一阶积分方程,但它们输入输出变量量纲不同。为减少电路中积分器的类型，需要将它们变换成输出变量和输入变量相同的积分方程，弓I入参考变量RC，变换为输入输出参考变量均为电压的积分方程，通常取RcRl，定义VsIsRlV4I4%V2I2RLVlIlRl带入上式中，整理可得1SC5 RLVsV4RlSl41V4SC3RLrlL V3SL21ViSGRl ViVi图9信号流程图用有源电路实现图9的信号流图，电路如图 下，所有电阻均取 600?，贝U10所示，在不考虑滤波器动态范围的情况CiC2C5L2163.9 nF429.2 nFC4Rl2C3530.5 nFL4242

16、9.2 nFRlU2A：Ra _MNIOTC1 :ft45 : hocn :R23 -Ww- ftoco -Q2i wv fiMrt : JIM6OQD&0W .：53O.5iir :;LMB ；r nr图10运放实现的有源滤波器为调整动态范围，需要计算各积分器输出处的峰值，图11为不同频率下各积分器的输 出幅度。图中各积分器的最大输出幅度为V1M500.8mV, V2M536.2mV，V3M640.6mV，V4M826.7mV，V5M973.2mV交流小信号分析147 10+070400 Ik410k40k ICOkFrequency (Hz)图11调整增益前各积分器的输出幅度为了使整个滤波

17、器动态范围最大，需要调整各支路增益，使各支路增益输出幅度的峰值 相等。具体方法是，若原连接第j个积分器的输出和第i个积分器的输入之间的支路增益为Kj ,需要调整为 片/ P Kj , Pj为第j个积分器输出节点处的峰值，Pi为第i个积分器输出节点处的峰值。信号输入支路增益的处理规则是用输出节点的峰值与对输入信号进行积分的积分器的峰值比调整。所以308.8R54 盜 R 706.3R454M )rlV5M509.7R34V3M 5rlV4M464.9R43V4M RlV3M774.3R32V3M RV2M716.8R23V2M )%V3M502.2R12V1M、RlV2M560.4R21上Rl6

18、42.4Vim调整各支路增益后，使动态范围扩大。调整后的电路图如图12所示。各积分器输出随频率变化如图13所示。可以看出，调整后各积分器输出的最大幅度均相同。vcc? Vto丄-AAAULLI.300 口IU3忖AVIO-V4 :11RJ4Wr- 464JQ tl3 八mo.:=53IJhF：:.A网匸卫UGc:- = _Lw. *Vi 讪IRL5 肌1.*R32ziteo WFC n；邺 PlourK.C2 4?9Jn;Frequency (Hz)RJ3Wy.制叱1旧i图13调整增益后各积分器输出幅度如图14所示。分析可以看对调整好的五阶有源巴特沃斯低通滤波器进行小信号分析, 出在截止频率1KHz处，刚好是-3dB点。r104OCIkA10