通信原理实验指导书2014new

1、通信原理实验指导书通信原理实验指导书山东科技大学电子通信与物理学院2014年6月注: 实验二可不做，可用MATLAB实现COSTAS环代替。COSTAS环用M代码和Simulink实现皆可，报告重要给出代码或模型，各点的波形，以及解调结果。37实验一 VCO数字锁相环电路实验一、实验目的 1.掌握VCO压控振荡器的基本工作原理, 加深对基本锁相环工作原理的理解；2.熟悉锁相式数字频率合成器的电路组成与工作原理。二、实验仪器1.RZ8621D实验箱1台2.20M双踪示波器1台3.小平口螺丝刀1只 三、实验电路工作原理 本单元可做基本锁相环和锁相式数字频率合成器两个实验。总体框图如图8-1,电路原

2、理图如图8-2所示。 图8-1 基本锁相环与锁相式数字频率合成器电原理框图图8-2 VCO电路电原理图1.4046锁相环芯片介绍（略）详见所附光盘4046芯片2.VCO压控振荡器所谓压控振荡器就是振荡频率受输入电压控制的振荡器。 4046锁相环的VCO是一个线性度很高的多谐振荡器，它能产生很好的对称方波输出。电源电压可工作在3V18V之间。本电路取+5V电源。它利用由门电路组成的RS触发器控制一对开关管轮番地向定时电容C1 正向充电和反向充电，从而形成自激振荡，振荡频率与充电电流成正比。与C1的容量成反比，振荡频率不仅与定时电容C1、外加控制电压Ui有关而且还与电源电压有关，与外接电阻R1、R

3、2的比值也有关。 3.锁相式数字频率合成器工作原理 从图8-2可见，UB02(MC14522)、UB03(MC14522)为二级可预置分频器，全部采用可预置BCD码同步1/N计数器MC14522，可由4位小型拨动开关选择。UB02、UB03分别对应着总频比N的十位、个位分频器，UB02、UB03的输入端一方面SWB02、SWB03分别置入分频比的十位数、个位数以8421 BCD码形式输入（但10101111数值还是起作用的，有兴趣的同学可用一些与门、非门设计一个简单的约束电路，使这些范围取值一略为0000）。 使用时按所需分频比N预置好SWB02、SWB03的输入数据，f0 = NfR，3位程

4、序分频器MC14522的数据输入端P0P3分别接有510K的下拉电阻，当SWB02、SWB03没有对该系统单元数据输入时，即开路状态时，此时下拉电阻把数据输入端置“0”电平；当SWB02、SWB03工作时，则有相应的“1”电平输入到数据输入端，使之置于“1”电平状态，以便程序分频器进行处理。 在图8-2电路图中，当程序分频器的分频比N置成1，也就是把SWB02均断开，SWB03置成“0001”状态。这时，该电路就是一个基本锁相环电路。当二级程序分频器的N值可由外部输入进行编程控制时，该电路就是一个锁相式数字频率合成器电路。输入频率由薄膜键盘进行选择，1KHZ或2KHZ方波信号，则把来自实验一的

5、时钟信号发生器1KHz或2KHZ方波信号输入到该14引脚。当锁相环锁定后，可得到： fRfV 其中 fVf0/N ,代入得： fR=f0/N 移项得： f0=NfR 由此可知，当fR固定不变时，改变二级程序分频器的分频比N，VCO的振荡输出频率(也就是频率合成器的输出频率)f0也得到相应的改变。这样，只要输入一个固定信号频率fR，即可得到一系列所需要的频率，其频率间隔等于fR，这里为1KHz。选择不同的fR，可以获得不同fR的频率间隔。在用实验一信号发生器产生的时钟信号频率时，其准确频率为1.024KHz，而不是1KHz。因而经过二级程序分频器与锁相实验后，VCO压控振荡器的输出频率也应当是1

6、.024KHz的N倍数。四、 实验内容(一)基本锁相环实验 1.观察锁相环路的同步过程； 2.观察锁相环路的跟踪过程； 3.观察锁相环路的捕捉过程； 4.测试环路的同步带与捕捉带，并计算它们的带宽。(二)锁相式数字频率合成器实验 1.在程序分频器的分频比N1、10、100三种情况下： （1）测量输入参考信号的波形； （2）测量频率合成器输出信号的波形。 2.测量并观察最小分频比与最大分频比。五、 实验步骤及注意事项（一）基本锁相环实验 1.观察环路的同步过程 锁相环在锁定状态下，如果输入信号参考频率fR保持不变，而VCO的振荡频率f0发生飘移导致fV fR时，则在环路的反馈控制作用下，使f0恢

7、复仍然保持fv = fR的状态，这种过程叫做同步过程。 实验方法：将图8-2电路图中SWB03设置为001状态，此时分频比为N1。即将程序分频器的分频比设置为1(预置为001状态)。实验电路的锁相环即成为基本锁相环。其 fV f0/N f0/1 f0 2.观察环路的跟踪过程 锁相环进入锁定状态后，如果fV(现等于VCO的振荡频率f0)不变，输入参考频率发生飘移，则在环路的反馈控制作用下，使f0跟随着fR的变化而变化，以保持fV=fR的环路锁定状态。这种过程叫做跟踪过程。 实验方法：在上面实验的基础上将外加信号源的频率(参考频率fR)逐次改变(模拟fR产生的飘移)，每改变一次fR，观察一次fV的

8、数值，可以看到，fV跟踪fR的变化fV=fR的状态。 3.观察环路的捕捉过程 锁相环在初始失锁状态下，通过环路反馈控制作用，使VCO的振荡频率f0调整fV=fR的锁定状态，这个过程称为捕捉过程。实验方法：电路连接同前项，TPB02处接频率计，测量fV的数值，实验开始时将信号源频率(fR)远离VCO的中心振荡频率(如令fR高于1.5MHz或远低于1KH)使环路处于失锁状态，即fVfR，然后将fR从高端缓慢地降低(或从低端缓慢地升高)，当降低(或升高)到一定数值，频率计显示fV等于fR时即fR捕捉到了fV环路进入锁定状态。 4.测试环路的同步带与捕捉带 实验方法：电路连接同前项，令信号源频率(fR

9、)等于50KHz。这时环路应处于锁定状态(fV = fR)。 (1)慢慢增加信号源的频率，直至环路失锁(fVfR)。此时信号源的输出频率就是同步带的最高频率。 (2)慢慢减小信号源的频率，直至环路锁定，此时信号源的输出频率就是捕捉带的最高频率。 (3)继续慢慢减小信号源的频率，直至环路失锁，此时信号源的输出频率就是同步带的最低频率。 (4)慢慢增加信号源的频率，直至环路锁定，此时信号源的输出频率就是捕捉带的最低频率。(二)锁相式数字频率合成器实验 将SWB03都置于0位，SWB02从置入十进制数9开始，逐渐减置数值，当输出频率不符合f0=NfR的关系时，表示fR已不能锁定VCO的频率。频率合成

10、器已不能正常工作。则能满足f0=NfR关系式的最小的分频比值，即为该合成器的最小分频比。同理，增大N的数值能够满足f=NfR关系式的最大的分频比值，即为该合成器的最大分频比。本合成器分频比的标准范围199。六、测量点说明 TPB01：VCO输入参考信号，即相位比较器输入信号，它由薄膜键盘进行选择： 1KHZ或2KHZ或外加数字信号。 TPB02：相位比较器输入信号，通常PD为来自VCO的参考信号。TPB03：VCO压控振荡器的输出信号。 七、实验报告要求TPB01TPB02TPB03图8-3 倍频N=3时VCO波形示意图画出电路 框图及电原理图,根据实验内容，画出相应的波形，并作分析。实验二

11、FSK(ASK)调制解调实验一、实验目的1.掌握FSK(ASK)调制的工作原理及电路组成； 2.掌握利用锁相环解调FSK的原理和实现方法。二、实验仪器1.RZ8621D实验箱1台2.20M双踪示波器1台3.小平口螺丝刀1只 三、实验电路工作原理图9-1 FSK调制解调电原理框图数字频率调制是数据通信中使用较早的一种通信方式。由于这种调制解调方式容易实现，抗噪声和抗群时延性能较强，因此在无线中低速数据传输通信系统中得到了较为广泛的应用。数字调频又可称作移频键控FSK，它是利用载频频率变化来传递数字信息。数字幅度调制ASK本实验箱没有做成专门的ASK单元，因为只接通FSK调制单元电路中相加开关K9

12、02的“对1调制”信号，即为ASK调制。（一） FSK调制电路工作原理 FSK调制解调电原理框图，如图9-1所示；图9-2是它的调制电路电原理图。 输入的基带信号分成两路，一路控制f1=32KHz的载频，另一路经倒相去控制f2=16KHz的载频。当基带信号为“1”时，模拟开关1打开，模拟开关2关闭，此时输出f1=32KHz，当基带信号为“0”时，模拟开关1关闭，模拟开关2开通。此时输出f2=16KHz，于是可在输出端得到已调的FSK信号。 电路中的两路载频(f1、f2)由内时钟信号发生器产生，两路载频分别经射随、选频滤波、射随、再送至模拟开关U902A与U901B(4066)。（二） FSK解

13、调电路工作原理FSK集成电路模拟锁相环解调器由于性能优越，价格低廉，体积小，所以得到了越来越广泛的应用。解调电路电原理图如图9-3所示。 FSK集成电路模拟锁相环解调器的工作原理是十分简单的，只要在设计锁相环时，使它锁定在FSK的一个载频如f1上，对应输出高电平，而对另一载频f2失锁，对应输出低电平，那末在锁相环路滤波器输出端就可以得到解调的基带信号序列。 FSK锁相环解调器中的集成锁相环选用了MC14046。 压控振荡器的中心频率设计在32KHz。图9-3中R924、R925、CA901主要用来确定压控振荡器的振荡频率。R929、C916构成外接低通滤波器，其参数选择要满足环路性能指标的要求

14、。从要求环路能快速捕捉、迅速锁定来看，低通滤波器的通带要宽些；从提高环路的跟踪特性来看，低通滤波器的通带又要窄些。因此电路设计应在满足捕捉时间前提下，尽量减小环路低通滤波器的带宽。当输入信号为16KHz时，环路失锁。此时环路对16KHz载频的跟踪破坏。可见，环路对32KHz载频锁定时输出高电平，对16KHz载频失锁时就输出低电平。只要适当选择环路参数，使它对32KHz锁定，对16KHz失锁，则在解调器输出端就得到解调输出的基带信号序列。关于FSK调制原理波形见图9-4所示。四、实验内容 测试FSK调制解调电路TP901TP910各测量点波形，并作详细分析。 1按下实验箱右测电源开关，电源指示灯

15、亮。2跳线开关设置：K901：12：码元速率为2KB/s的111100010011010伪随机码或2KHz方波，由薄膜键盘选择输入； 23：PC数据。K902：1-2和3-4均相连时，调制波形叠加合成开关。K903：12：在已调信号中加入噪音(模仿实际通信中的信道噪声, 可在噪声模块中TP108处测得噪声波形，W101调节噪声幅度,幅度不宜过大)； 23：不加入噪音（或者跳线拔掉不连）。SW01：12：FSK自环； 23：断开FSK自环，FSK可通过MODEM接口实现两个实验平台间的双工通信（此实验将在后续章节中完成）。 3电位器调节： W901：调节32KHz正弦波幅度大小。 W902：调节

16、16KHz正弦波幅度大小。W903：调节FSK已调信号幅度大小。W904：调节解调电路压控振荡器时钟的中心频率。 4调节W904电位器使压控振荡器工作在32KHz（16 KHz行不行？）。 5注意：当基带信号的码元速率与载频信号的频率相差太近时,FSK解调端输出测量点TP910输出应为不稳定的输出波形。 6接通开关SW01的1-2脚(自环)或2-3脚(断开自环)，输入FSK信号给解调电路，注意观察“1”、“0”码内所含载波的数目。7观察FSK解调输出TP908TP910波形，并作记录，并同时观察FSK调制端的基带信号，比较两者波形，观察是否有失真。FSK频移键控原理波形示意图（如图9-4）。

17、图9-2 FSK调制电路电原理图图9-3 FSK解调电路电原理图FSK频移键控原理波形图（如图9-4）vvvvTP903TP904TP905TP907/908TP909TP910对“1”调制对“0”调制 图9-4 FSK频移键控原理波形图五. 测量点说明 TP901：32KHz方波信号，由U101芯片(EPM7128)编程产生。 TP902：16KHz方波信号，由U101芯片(EPM7128)编程产生。TP903：32KHz载波信号，可调节电位器W901改变幅度TP904：16KHz载波信号，可调节电位器W902改变幅度 TP905：作为数字基带信码信号输入，由开关K901决定。K901的1与

18、2相连：码元速率为2KHz的111100010011010码或2KHz方波由薄膜键盘选择输入；K901的2与3相连： PC数据输入。 TP906：FSK调制信号输出，此测量点需使用双踪对比测量，另一踪（触发）测量TP905。K902的1-2相连、3-4断开时，TP906为32KHz载波FSK调制信号输出；K902的1-2断开、3-4相连时，TP906为16KHz载波FSK调制信号输出；K902的1-2和3-4均相连时，TP906为FSK调制信号叠加输出。TP907：衰减或放大的FSK调制信号输出。K903的1-2脚相连时，在调制信号中加入噪声，电位器W101调整噪声幅度(可在TP108处测得波

19、形)，模拟实际通信中的信道传输。TP908：FSK解调信号输入。SW01的12脚相连时：FSK自环，即同一平台上调制解调；SW01的23相连时：FSK自环断开，FSK可通过MODEM接口实现两个实验平台间的双工通信。 TP909：FSK解调电路中压控振荡器输出时钟的中心频率，正常工作时应为32KHz左右，频偏不应大于2KHz，若有偏差，可调节电位器W904。 TP910：FSK解调信号输出，即数字基带信码信号输出，波形同TP905。注：在FSK解调时，数字基带信号的频率与载频的频率应满足4F fc2的关系，否则它们的频谱重叠，FSK解调电路解调不出此时的数字基带信码信号。六、实验报告要求 1.

20、若输入数字信号为序列：01001000110111，画出FSK、ASK各主要测试点波形。2.写出改变4046的哪些外围元件参数对其解调正确输出有影响? 3.分析其输出数字基带信号序列与发送数字基带信号序列相比有否产生延迟，什么情况下会出现解调输出的数字基带信号序列反向的问题?实验三 二相BPSK（DPSK）调制解调实验一、实验目的 1.掌握二相BPSK（DPSK）调制解调的工作原理及电路组成； 2.了解载频信号的产生方法； 3.掌握二相绝对码与相对码的码变换方法。二、实验仪器1.RZ8621D实验箱1台2.20M双踪示波器1台3.小平口螺丝刀1只 三、实验电路工作原理（一）调制实验： 在本实验

21、中，绝对移相键控（PSK）是采用直接调相法来实现的，也就是用输入的基带信号直接控制已输入载波相位的变化来实现相移键控。PSK调制在数字通信系统中是一种极重要的调制方式，它具有优越的抗干扰噪声性能及较高的频带利用率。因此，PSK在许多场合下得到了十分广泛的应用。本实验中PSK调制模块原理框图（如图10-1）。从图10-1可见，二相PSK(DPSK)载波为1.024MHz，数字基带信号有32Kbit/s伪随机码、2KHz方波、CVSD编码信号、PC数据等。1.载波倒相器 模拟信号的倒相通常采用运放来实现。电路由U301B等组成，来自1.024MHz载波信号输入到U301的反相输入端6脚，在输出端即

22、可得到一个反相的载波信号，即p相载波信号。为了使0相载波与p相载波的幅度相等，在电路中加了电位器W301和W302。2.模拟开关相乘器对载波的相移键控是用模拟开关电路实现的。 0相载波与p相载波分别加到模拟开关1：U302：A的输入端（1脚）、模拟开关2：U302：B的输入端（11脚），在数字基带信号的信码中，它的正极性加到模拟开关1的输入控制端（13脚），它反极性加到模拟开关2的输入控制端（12脚）。用来控制两个同频反相载波的通断。当信码为“1”码时，模拟开关1的输入控制端为高电平，模拟开关1导通，输出0相载波，而模拟开关2的输入控制端为低电平，模拟开关2截止。反之，当信码为“0”码时，模拟

23、开关1的输入控制端为低电平，模拟开关1截止。而模拟开关2的输入控制端却为高电平，模拟开关2导通。输出p相载波，两个模拟开关的输出通过载波输出开关K301合路叠加后输出为二相PSK调制信号，如图10-2所示。在数据传输系统中，由于相对移相键控调制具有较强的抗干扰噪声能力，在相同的信噪比条件下，可获得比其他调制方式（例如：ASK、FSK）更低的误码率，因而广泛应用在实际通信系统中。相对移相，就是利用前后码元载波相位相对变化来传递信息，所以也称为“差分移图10-1 图10-2 模拟开关相乘器工作波形相”。DPSK调制是采用码型变换加绝对调相来实现，即把数据信息源（如伪随机码序列、增量调制编码器输出的

24、数字信号）作为绝对码序列an，通过码型变换器变成相对码序列bn，然后再用相对码序列bn，进行绝对移相键控，此时该调制的输出就是DPSK已调信号。 DPSK是利用前后相邻码元对应的载波相对相移来表示数字信息的一种相移键控方式。 绝对码是以基带信号码元的电平直接表示数字信息的，如规定高电平代表“1”，低电平代表“0”。相对码是用基带信号码元的电平与前一码元的电平有无变化来表示数字信息的，如规定：相对码中有跳变表示1，无跳变表示0。 绝对码绝对码数字信息相对码数字信息相对码 参考TP304相对码转换波形PSK实验中选择DPSK对绝对码调制波形对相对码调制波形TP110伪随机码波形 TP110 参考

25、图10-3 BPSK、DPSK编码波形TP110图10-4（a）是相对码编码器电路，可用模二加法器延时器（延时一个码元宽度Tb）来实现这两种码的互相转换。当选择DPSKTP110 图10-4（a） 相对码编码器电路 图10-4（b） 工作波形 设输入的相对码an为1110010码，则经过相对码编码器后输出的相对码bn为1011100，即bn= an bn1。 图10-4（b）是它的工作波形图。（二）解调实验二相BPSK(DPSK)解调器的总电路方框图如图10-5所示。该解调器由三部分组成：载波提取电路、位定时恢复电路与信码再生整形电路。载波恢复和位定时提取，是数字载波传输系统必不可少的重要组成

26、部分。载波恢复的具体实现方案是和发送端的调制方式有关的，以相移键控为例，有：N次方环、科斯塔斯环(Constas环)、逆调制环和判决反馈环等。近几年来由于数字电路技术和集成电路的迅速发展，又出现了基带数字处理载波跟踪环，并且已在实际应用领域得到了广泛的使用。但是，为了加强学生基础知识的学习及对基本理论的理解，我们从实际出发，选择科斯塔斯环解调电路作为基本实验。 1.二相(BPSK，DPSK)信号输入电路 由BG701(3DG6)组成射随器电路，对发送端送来的二相(BPSK、DPSK)信号进行前后级隔离，由U701(LM311)组成模拟信号放大电路，进一步对输入小信号的二相(PSK、DPSK)信

27、号进行放大后送至鉴相器1与鉴相器2分别进行鉴相。 图10-5 解调器总方框图 2. 科斯塔斯环提取载波原理科斯塔斯环由U701(LM311)模拟运放放大后的信号分两路输出至两鉴相器的输入端，鉴相器1与鉴相器2的控制信号输入端的控制信号分别为0相载波信号与/2相载波信号。这样经过两鉴相器输出的鉴相信号再通过有源低通滤波器滤掉其高频分量，再由两比较判决器完成判决解调出数字基带信码，由U706A与U707A构成的相乘器电路，去掉数字基带信号中的数字信息。得到反映恢复载波与输入载波相位之差的误差电压Ud, Ud经过环路低通滤波器R718、R719、C706滤波后，输出了一个平滑的误差控制电压，去控制V

28、CO压控振荡器74S124。它的中心振荡输出频率范围从1Hz到60MHz，工作环境温度在070，当电源电压工作在+5V、频率控制电压与范围控制电压都为+2V时，74S124的输出频率表达式为：f0 = 510-4/Cext，在实验电路中，调节精密电位器W701(100K)的阻值，使频率控制输入电压(74LS124的2脚)与范围控制输入电压(74LS124的3脚)基本相等，此时，当电源电压为+5V时，才符合：f0 = 510-4/Cext,再变改电容CA701(80Pf110Pf),使74S124的7脚输出为2.048NHZ方波信号。74S124的6脚为使能端，低电平有效，它开启压控振荡器工作；

29、当74S124的第7脚输出的中心振荡频率偏离2.048MHz时，此时可调节W701，用频率计监视测量点TP702上的频率值，使其准确而稳定地输出2.048MHz的载波信号。该2.048MHz的载波信号经过分频(2)电路：U709一次分频变成1.024MHz载波信号，并完成/2相移相。由U709B的9脚输出/2相去鉴相器2的控制信号输入端U302D(4066)的6脚，由U709A的5脚输出0相载波信号去鉴相器1的控制信号输入端U302C(4066)的5脚。这样就完成了载波恢复的功能，此时K701需选择1-2脚。图10-6是该解调环各输出测量点波形图，从图中可看出该解调环路的优点是： 该解调环在载

30、波恢复的同时，即可解调出数字信息。 该解调环电路结构简单，整个载波恢复环路可用模拟和数字集成电路实现。但该解调环路的缺点是：存在相位模糊。四、实验内容 1.二相PSK调制实验调整好载波幅度，观察TP301TP306各测量点的波形。如图10-7 BPSK调制模块波形示意图。2.PSK解调实验3. PSK解调载波提取实验将PSK的电路调整到最佳状态，逐一测量TP701TP705各点处的波形，画出波形图并作记录，注意相位、幅度之间的关系。五、实验步骤及注意事项1打开实验箱右侧电源开关，电源指示灯亮。2跳线开关、键盘设置功能如下：J301（数字基带信号的设置）：1-2脚相连（键盘控制输出），伪随机码3

31、2KB/s码型为111100010011010的BPSK（01项）或其相对码DPSK或2KHz的0101码（02项），由薄膜键盘选择确认后输出。当薄膜键盘选择“03 D32KHZ”时，可将TP304波形与TP110点波形进行对比，观测绝对码与相对码的转换关系；K703选择“PSK”，可在TP711点观测到由TP705点DPSK解调波形的再生、相绝转换后的绝对码波形，应同TP110。5-6脚相连，输入CVSD（M）编码的数字输出信号；9-10脚相连，传输PC机数据，可为PC机文件或短消息数据。K301：调制载波的设置。1-2和3-4均相连，“0”、“1”调制载波的叠加合成开关。K302（信道噪声

32、的设置）：12：在已调信号中加入噪音，电位器W101调整噪声电平（左上角）,可在噪声模块中TP108处测得波形(仿真通信中的信道噪声，噪声幅度不要太大)； 23：不加入噪音。SW02（信道选择的设置）：12：PSK自环（自环实验时必须选择）； 23：断开自环，PSK可通过MODEM接口实现两个实验平台间的双工通信（此实验将在后续章节中完成）。3 将本实验电路调整到最佳状态，逐一测量TP301TP306、TP701TP705各点处的波形，画出波形图并作记录，注意相位、幅度之间的关系。 图106 同相正交解调环各点波形图六、测量点说明 TP301：频率为1.024MHz方波信号，由U101芯片(E

33、PM240)编程产生， TP302：1.024MHZ载波正弦波信号，可调节电位器W301改变幅度（一般2V左右）。 TP303：1.024MHZ载波正弦波信号，与TP302反相，可调节电位器W302改变幅度。TP304：作为数字基带信码信号输入波形，由开关J301和薄膜键盘选择决定。1-2脚相连，伪随机码32KB/s码型为111100010011010 BPSK或其相对码DPSK或2KHz的方波，由薄膜键盘选择输出；5-6脚相连，输入CVSD（M）编码模块的数字编码信号输出；9-10脚相连，PC机数据。TP305：PSK调制信号输出波形。由开关K301决定。1-2相连3-4断开时，TP305为

34、0相载波输出； 1-2断开3-4相连时，TP305为相载波输出； 1-2和3-4相连时，TP305为PSK调制信号叠加输出。注意两相位载波幅度需调整相同，否则调制信号在相位跳变处易失真。TP306：衰减或放大的PSK调制信号输出。可调节电位器W303改变幅度。K302的1-2脚相连时，在调制信号中加入噪声，模拟实际通信中的信道传输。TP701：PSK解调信号输入波形。由开关SW02决定。12脚相连时：PSK自环，即同一平台上PSK调制解调；23相连时：PSK自环断开，PSK可通过MODEM接口实现两个实验平台间的双工通信。 TP702：压控振荡器输出2.048MHz的载波信号，建议用频率计监视

35、测量该点上的频 率值有偏差时，此时可调节W701，使其准确而稳定地输出2.048MHz的载波信号，即可解调输出数字基带信号。此时K701需选择1-2脚。 K701：1-2脚连为通过科斯塔斯环提取载波时钟 2-3脚连为CPLD直接给解调电路送一个载波同步时钟 TP703：频率为1.024MHz的0相载波输出信号。 TP704：频率为1.024MHz的/2相载波输出信号，对比TP703。TP705：PSK解调输出波形，即数字基带信号（见“数字同步与眼图观察”模块）。对于BPSK方式的科斯塔斯环解调时存在相位模糊问题，解调出的基带信号可能倒相，此时将K701（载波同步时钟）拔插几次，直到解调出的基带

36、信号与原信号相位一致。TP711：当薄膜键盘选择“03 D32KHZ”，即DPSK调制方式时，此测试点为相绝转换波形，可将TP711波形与TP705、TP110点波形进行对比。此时，当TP705与TP304波形相位反向时，TP711波形也应与TP110波形一致。七、实验报告要求 1.简述DPSK调制解调电路的工作原理及工作过程。 2.若输入数字序列为：011001110010，根据实验测试记录（波形、频率、相位、幅度以及时间对应关系），依此画出调制解调器各测量点的工作波形，并给以必要的说明。实验四 眼图观察测量实验 一、实验目的学会观察眼图及其分析方法，调整传输滤波器特性。二、实验仪器1.RZ

37、8621D实验箱1台2.20M双踪示波器1台三、实验原理 在整个通信系统中，通常利用眼图方法估计和改善（通过调整）传输系统性能。 我们知道，在实际的通信系统中，数字信号经过非理想的传输系统必定要产生畸变，也会引入噪声和干扰，也就是说，总是在不同程度上存在码间串扰。在码间串扰和噪声同时存在情况下，系统性能很难进行定量的分析，常常甚至得不到近似结果。为了便于评价实际系统的性能，常用观察眼图进行分析。 眼图可以直观地估价系统的码间干扰和噪声的影响，是一种常用的测试手段。 什么是眼图? 所谓“眼图”，就是由解调后经过接收滤波器输出的基带信号，以码元同步时钟作为同步信号在示波器屏幕上显示的波形。干扰和失

38、真所产生的传输畸变，可以在眼图上清楚地显示出来。因为对于二进制信号波形，它很像人的眼睛的过程眼图。 在图12-1中画出两个无噪声的波形和相应的“眼图”，一个无失真，另一个有失真(码间串扰)。图12-1中可以看出，眼图是由虚线分段的接收码元波形叠加组成的。眼图中央的垂直线表示取样时刻。当波形没有失真时，眼图是一只“完全张开”的眼睛。在取样时刻，所有可能的取样值仅有两个：+1或-1。当波形有失真时，在取样时刻信号取值分布在小于+1或大于-1附近，“眼睛”部分闭合。这样，保证正确判决所容许的噪声电平就减小了。换言之，在随机噪声的功率给定时，将使误码率增加。“眼睛”张开的大小就表明失真的严重程度。为便

39、于说明眼图和系统性能的关系，我们将它简化成图12-2的形状。由此图可以看出：(1)最佳取样时刻应选择在眼睛张开最大的时刻；(2)眼睛闭合的速率，即眼图斜边的斜率，表示系统对定时误差灵敏的程度，斜边愈陡，对定位误差愈敏感；(3)在取样时刻上，阴影区的垂直宽度表示最大信号失真量；(4)在取样时刻上，上下两阴影区的间隔垂直距离之半是最小噪声容限，噪声瞬时值超过它就有可能发生错误判决；(5)阴影区与横轴相交的区间表示零点位置变动范围，它对于从信号平均零点位置提取定时信息的解调器有重要影响。实验室理想状态下的眼图如图12-3所示。衡量眼图质量的几个重要参数有： 1.眼图开启度(U-2U)/U指在最佳抽样

40、点处眼图幅度“张开”的程度。无畸变眼图的开启度应为100%。 图12-1 无失真及有失真时的波形及眼图 (a) 无码间串扰时波形；无码间串扰眼图 (b) 有码间串扰时波形；有码间串扰眼图 图12-2 眼图的重要性质 其中U=U+U- 2.“眼皮”厚度2U/U 指在最佳抽样点处眼图幅度的闭合部分与最大幅度之比，无畸变眼图的“眼皮”厚度应等于0。 3.交叉点发散度T/T 指眼图过零点交叉线的发散程度，无畸变眼图的交叉点发散度应为0。 4.正负极性不对称度 指在最佳抽样点处眼图正、负幅度的不对称程度。无畸变眼图的极性不对称度应为0。最后，还需要指出的是：由于噪声瞬时电平的影响无法在眼图中得到完整的反

41、映，因此，即使在示波器上显示的眼图是张开的，也不能完全保证判决全部正确。不过，原则上总是眼睛张开得越大，误判越小。在图12-3中给出从示波器上观察到的比较理想状态下的眼图照片。 (a) 二进制系统 (b) 随机数据输入后的二进制系统图12-3 实验室理想状态下的眼图四、 实验内容1.理想眼图观察；2.有噪声眼图观察；3.接收滤波器的特性调整。五、实验步骤1 打开实验箱右侧电源开关，电源指示灯亮。2 用无干扰眼图波形对接收滤波器（这里可视为整个信道传输滤波器）的特性加以调整，使之构成一个等效的理想低通滤波器。开关K703的1-2脚相连，将CPLD的可编程信号发生器产生的32Kbit/s数字基带信

42、号直接送入接收滤波器，按照下面的眼图观察方法连接调节好双踪示波器，此时，调整W702将升余弦波波形的幅度峰峰值约5V左右，调整W703直到TP708点波形出现过零点波形重合、线条细且清晰的眼图波形（即无码间串扰、无噪声时的眼图）。在调整W703过程中，可发现眼图过零点波形重合时W703的位置不是唯一的，它正好验证了无码间串扰的传输特性不唯一。眼图观测方法：用示波器的一根探头（触发TRTIGGER档）放在TP901上（可视为其同步时钟，码元周期T），另一根探头放在TP708上（数字基带信号的升余弦波），调整示波器的扫描周期（=nT），使TP708的升余弦波波形的余辉反复重叠（即与码元的周期同步）

43、，则可观察到n只并排的眼图波形。眼图上面的一根水平线由连1引起的持续正电平产生，下面的一根水平线由连0码引起的持续的负电平产生，中间部分过零点波形由1、0交替码产生。3 开关K703的2-3脚相连，将PSK解调模块解调还原的数字基带信号送入眼图电路。4 调整好PSK调制解调电路，在PSK模拟传输信道中不加入噪声的情况下（即K302的2-3脚连），观察TP708测量点的眼图波形（可适当调整W703）；5 调整好PSK调制解调电路，在PSK模拟传输信道中加入噪声（即K302的1-2脚连），慢慢调整噪声信号的幅值（噪声模块中电位器W101），观察TP708测量点，即受噪声干扰的眼图波形，可以看到眼图

44、线条明显变粗，眼睛张开度变小（注意噪声幅度不要太大，否则PSK将无法解调出基带信号，J301也最好选择“CPLD”）；无噪声有码间串扰时，TP708点的升余弦波波形将发生畸变，这时眼图的过零点波形弥散，不像无码间串扰时波形清晰。这几条线越靠近，表明码间串扰越小，反之波形越弥散，表示码间串扰越大。有噪声无码间串扰时，TP708点的升余弦波波形的线，将变成模糊的带状线。噪声越大，线条越宽，越模糊。五、测量点说明1TP705:为数字信号源产生、PSK解调输出、FSK解调输出的数字基带信号。2TP708:为升余弦波波形，眼图观察测量点。 3. 其余测试点待用。六、实验报告要求1.分析电路的工作原理，叙

45、述其工作过程。2.叙述眼图的产生原理以及它的作用。3.绘出实验观察到的几种情况下的升余弦波形及眼图形状。实验五 基带信号AMI / HDB3码编译码实验一、实验目的1.熟悉AMI / HDB3码编译码的工作过程；2.观察AMI / HDB3码码型变换编译码电路的测量点波形。二、实验仪器1.RZ8621D实验箱1台2.20M双踪示波器1台三、实验原理在分析HDB3码码数字基带信号传输及HDB3码码型变换线路编译码工作原理之前，学生可以对HDB3码专用集成电路CD22103芯片作一个了解，详见所附光盘CD22103，本实验中采用CPLD实现其功能。（一） HDB3码电路的工作原理AMI码的全称是传

46、号交替反转码。这是一种将消息代码0（空号）和1（传号）按如下规则进行编码的码：代码的0仍变换为传输码的0，而把代码中的1交替地变换为传输码的1、1、1、1由于AMI码的信号交替反转，故由它决定的基带信号将出现正负脉冲交替，而0电位保持不变的规律。由此看出，这种基带信号无直流成分，且只有很小的低频成分，因而它特别适宜在不允许这些成分通过的信道中传输。从AMI码的编码规则看出，它已从一个二进制符号序列变成了一个三进制符号序列，而且也是一个二进制符号变换成一个三进制符号。把一个二进制符号变换成一个三进制符号所构成的码称为1B1T码型。AMI码除有上述特点外，还有编译码电路简单及便于观察误码情况等优点

47、，它是一种基本的线路码，并得到广泛采用。但是，AMI码有一个重要缺点，即当它用来获取定时信息时，由于它可能出现长的连0串，因而会造成提取定时信号的困难。为了保持AMI码的优点而克服其缺点，人们提出了许多改进的方法，HDB3码就是其中有代表性的一种。 HDB3码是三阶高密度码的简称。HDB3码保留了AMI码所有的优点（如前所述），还可将连“0”码限制在3个以内，克服了AMI码出现长连“0”过多，对提取定时钟不利的缺点。HDB3码的功率谱基本上与AMI码类似。由于HDB3码诸多优点，所以CCITT建议把HDB3码作为PCM传输系统的线路码型。 如何由二进制码转换成HDB3码呢？ HDB3码编码规则

48、如下： 1二进制序列中的“0”码在HDB3码中仍编为“0”码，但当出现四个连“0”码时，用取代节000V或B00V代替四个连“0”码。取代节中的V码、B码均代表“1”码，它们可正可负（即V+=1，V-=1，B+=1，B-=1）。 2取代节的安排顺序是：先用000V，当它不能用时，再用B00V。000V取代节的安排要满足以下两个要求：（1） 各取代节之间的V码要极性交替出现（为了保证传号码极性交替出现，不引入直流成份）。（2） V码要与前一个传号码的极性相同（为了在接收端能识别出哪个是原始传号码，哪个是V码？以恢复成原二进制码序列）。 当上述两个要求能同时满足时，用000V代替原二进制码序列中的

49、4个连“0”（用000V+或000V-）；而当上述两个要求不能同时满足时，则改用B00V（B+00V+或B-00V-，实质上是将取代节000V中第一个“0”码改成B码）。 3HDB3码序列中的传号码（包括“1”码、V码和B码）除V码外要满足极性交替出现的原则。 下面我们举个例子来具体说明一下，如何将二进制码转换成HDB3码。二进制码序列: 1 0 0 0 0 1 0 1 0 0 0 0 0 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1HDB3码码序列:V+ -1 0 0 0 V- +1 0 1 B+ 0 0 V 0 1 +1 1 0 0 0 V- B+ 0 0 V+ 0 1从上例可以看出

50、两点： （1）当两个取代节之间原始传号码的个数为奇数时，后边取代节用000V；当两个取代节之间原始传号码的个数为偶数时，后边取代节用B00V。（2）V码破坏了传号码极性交替出现的原则，所以叫破坏点；而B码未破坏传号码极性交替出现的原则，叫非破坏点。 虽然HDB3码的编码规则比较复杂，但译码却比较简单。从上述原理看出，每一个破坏符号V总是与前一非0符号同极性（包括B在内）。这就是说，从收到的符号序列中可以容易地找到破坏点V于是也断定V符号及其前面的3个符号必是连0符号，从而恢复4个连0码，再将所有1变成1后便得到原消息代码。图131 NRZHDB3码编码工作波形（三）电路的工作过程译码是编码的逆

51、过程。其波形如图132所示。但CP2应比译码输入（AIN、BIN）稍有延时。环路测试由LTE控制，若LTEH，则OUT1、OUT2内部短接到对应的AIN、BIN，此时NRZ0应为NRZi，但延后8个时钟周期左右。CP3为AIN、BIN相加波形，供收端提取时钟用。图132 HDB3译码工作波形 图13-3 HDB3码编译码自环电原理图（四）实验电路工作原理采用SC22103专用芯片实现AMIHDB3码的电原理图如图13-3所示。在该电路模块中，没有采用复杂的线圈耦合的方法来实现AMIHDB3码，而是采用UA02A(TL084)对HDB3码的输出进行变换。输入的码流由UA01的1脚在2脚时钟信号的

52、推动下输入，HDB3码与AMI由KA01选择。编码之后的结果在UA01的14、15脚输出。而后在电路上直接由UA01的11、13脚返回（实际通信中，译码电路应接收正负电平的AMIHDB3码，整流后获得同步时钟，并通过处理获得正向编码和负向编码。我们这里只是作自环演示，省略了上述过程），再由UA03进行译码。正确译码之后TPA01与TPA08的波形应一致，但由于HDB3码的编译码规则较复杂，当前的输出HDB3码字与前4个码字有关，因而HDB3码的编译码时延较大。本实验中采用CPLD技术实现AMIHDB3码的原理与上述同，只是实现手段不一样罢了。AMI与HDB3码的选择可通过薄膜设置， AMIHD

53、B3码的编译码工作波形如图13-5所示（为了便于说明，编码电路各波形的时延都已略去）。四、实验内容1.AMI / HDB3码型变换编码观察实验；2.AMI / HDB3码型变换译码观察实验。五、跳线开关设置KA01：第一排，待用；第二排，64Kb/s的伪随机码输入；第三排，PCM模块的数字编码时分复用信号输入（后面综合实验介绍）。六、实验步骤及测量点说明 TPA01：发端数字基带信码输入。（1）KA01第二排，由薄膜键盘选择“线路编译码”中的AMI或HDB3码。 “PN32”为128Kb/s的伪随机码输入，码型为：11111111111111111100000000000011110000000011111111000011110000，对比TPA02；“数据源选择”，8位手工编制数字信号，速率为128Kb/s。方向上键表示“1”，方向下键表示“0”，每位数据按“确认”键输入，8位全部设置完后，即输出设置的信号。可置全“0”，