毕业设计（论文）全数字电磁涡流刹车电源系统设计

1、目 录 第第一一章章 概概 述述.1 1.1 设计背景 .1 1.2 设计简介 .2 1.2.1 全数字电磁涡流刹车电源的工作原理.2 1.2.2 主要设计内容.3 1.2.3 设计思想.3 1.2.4 拟采用的技术方案.4 1.2.5 全数字电磁涡流刹车电源的技术指标.6 第二章第二章 可控整流模块设计可控整流模块设计.7 2.1 相控整流主电路设计与计算 .7 2.1.1 主回路理论分析.7 2.2 晶闸管的选择和保护电路设计 .11 2.2.1 晶闸管的选择.11 2.2.2 晶闸管的保护.12 2.2.3 整流变压器的选择.17 2.2.4 散热器的选择.18 2.2.5 轴流风机.1

2、8 2.2.6 直流稳压电源.18 2.2.7 电流互感器的选择.19 2.3 晶闸管的触发电路 .20 第第三三章章 控制电路控制电路.21 3.1 pic 单片机 .21 3.1.1 pic16f877 的核心区.22 3.1.2 pic16f87x 的外围模块区域.24 3.2 控制电路的外围模块 .28 3.2.1 同步电路.29 3.2.2 移相触发.30 3.3 单片机控制器的软件设计 .32 3.3.1a/d 转换原理.34 3.3.2 定时器 tmr1 的工作原理.37 第四章第四章 安全报警系统安全报警系统.52 第五章第五章 实验结果及其分析实验结果及其分析.55 结结 论

3、论.58 参考文献参考文献.60 英文原文与英文原文与翻翻译译.61 致致 谢谢.77 附录附录 a a 元器件明细表元器件明细表.78 附录 b 系统主电路图.81 附录 c 系统控制电路图.82 第一章第一章 概概 述述 1.1 设计背景 电磁刹车是一种无机械摩擦的钻机辅助刹车,它利用电磁感应原理,将直流电通入 电磁刹车的定子线圈,产生恒定磁场,在绞车下放重物时,电磁刹车的转子切割定子磁场 的磁力线,从而产生感应电势、电涡流和制动转矩,这时司钻人员可用司钻开关调节电 磁刹车励磁电流的大小,从而灵活地控制刹车的制动转矩、控制下钻的速度快慢,不用 主刹车而完成整个下钻作业。电磁刹车无摩擦、使用

4、简便、维护工作量小,低速仍有较 大制动转矩,是石油钻机理想的辅助刹车。然而,电磁刹车的制动力矩与定子励磁电流 有关,如果失去励磁电流,电刹车的制动转矩将为零,这在下钻作业中是不允许的。因电 磁刹车励磁电源故障、使刹车失去作用,而司钻人员又未发觉导致的事故并非罕见,轻 则伤人伤物,重者可导致井毁人亡。因此,在使用电磁刹车时,一套安全可靠的励磁电源 是至关重要的。在国外一些大石油公司的钻井安全操作条例中,明文规定,当电磁刹车 的励磁电源缺少可靠的保证时,不得投入使用。 无论国产或进口的电磁刹车,根据其结构特点,均可近似为一台电枢回路短路的直 流电机,励磁电流在定子线圈中产生恒定磁场,转子在外力拖动

5、时产生感应电势和涡流, 从而产生制动转矩,其大小为 nikt m 2 2 式中,t 为制动转矩;p 为定子磁极对数;为电磁刹车的结构系数为电磁刹车的 m k 2 i 励磁电流;n 为电磁刹车转子转速。从公式可看出,t,若=0,则 t=0,电磁刹车就失 2 i 2 i 去了制动转矩,司钻人员下钻时控制游车的下放速度,就是控制电磁刹车的励磁电流。 目前国产电磁刹车的配套电源多为 scr 元件的半控整流桥方式,而进口电磁刹车(如美 国)则采用直流 pwm 方式,但二者最终都是依靠控制励磁电流大小来调节刹车转矩的。 目前各油田电磁刹车,在现场使用中普遍存在着一些问题,留有较多的不安全因素。 a)产品设

6、计功能不全,缺少必要的安全报警措施。如交流失电、电源缺相 scr 触发 器脉冲丢失或 scr 元件损坏的故障报警,使得司钻人员无法及时发现电磁刹车的故障, 给钻井作业带来不安全隐患,如在下钻时电磁刹车失电,司钻人员往往措手不及,易造成 游车下砸事故。 b)老产品的可靠性设计较差,产品的工艺设计落后,老产品整个装置均是由分立元 器件组成,电子元器件数量多、焊点多、功能单元多,由于野外钻井现场的工作环境恶 劣,导致电气元件易损坏,系统故障率高。且因电子元器件数量多、线路复杂,造成现场 维修技术难度高、时间长,且备品备件供应较难。近年来,国内一些油田和厂家针对电 磁刹车电源的缺点,相继开发了一些新产

7、品,如电磁刹车安全报警置,取得了一定的应用 成果,但并未从根本上解决电磁刹车电源所存在的问题。 针对目前电磁刹车电源的缺点,根据国内各油田钻井工作的实际情况,参照国外石 油公司先进的钻井安全操作规程的要求,本人对电磁刹车做了系统的可靠性分析,在此 基础上开发探索新一代的电磁刹车电源。根据电子产品的失效概率模型和实践经验,我 们认为元器件数量多、电子元件的应力裕量小、是老产品故障率高的主要原因。鉴于 野外作业的工作环境差,井队搬迁的运输条件恶劣,过大的振动和各种机械的应力常导 致电子线路引线折断、焊点脱落、电子元件提前老化失效。因此,采取了一系列技术措 施,以提高新型电磁刹车电源的系统可靠性。

8、a)减少构成系统的功能单元数量,以减少故障率。老产品采用分立电子元件制作电 子脉冲触发板,二极管scr 模块、同步变压器、控制电源、rc 保护元件等单元,元器 件总数达上百个之多。而新产品的设计,采用了国际上最先进的智能化集成功率模块, 将元件总数减少了 80%,系统的可靠性则大为提高。 b)提高主回路元件的裕度,降低主要元件的工作应力。降额使用的功率模块故障率 大大下降,平均无故障工作时间增长。 c)为满足现场工作的需要,增加了各种故障的报警功能。如交流电源失电报警;三 相电源缺相报警;功率模块故障报警;电磁刹车线圈超温报警。报警采用同时向司钻台 操作工和配电房值班电工发出声光报警信号的方式

9、。 电磁涡流刹车电源是石油钻机中电力刹车的配套装置，它与涡流刹车主体配套使 用，在石油钻井作业中，实现刹车功能。在石油钻井作业中，一口井一旦开钻，就要 继续工作，直到完成中途不能停车，因此刹车电源的可靠性十分关键。它的任何故障 都会带来灾难性的后果，小到损坏部件，大则损坏整口井，因此设计一套可靠性高， 系统响应快速性好的全数字电磁涡流刹车电源系统是很必要的。由电力电子器件构成 的中小规模集成电路触发精度差、故障频率高，故采用计算机软件控制很有必要。 晶闸管三相全控整流桥是全数字控制励磁电源的重要组成部分,采用 pic 单片机发 出触发脉冲克服了传统晶闸管模拟触发单元的响应时间长,触发角不可大幅

10、变化和可靠 性差等缺陷,且计算简便,响应速度快,抗干扰能力强,占用系统资源少。本系统的核心 控制器是 pic16f877,它具有集成程度高,运算速度快等优点,整个刹车系统结构简单、 可靠性高、调节精度高和响应速度快。 1.2 设计简介 1.2.1 全数字电磁涡流刹车电源的工作原理 全数字电磁涡流刹车电源系统可划为这样的过程: 交流变直流过程即电源的整流滤波电路，整流滤波采用整流桥全波整流、电容滤 波，使得输入的交流 380v/50hz 电网交流电压经整流和滤波后，变成 50hz 的直流脉动 电压。在输出功率一定的情况下，增大滤波电容的容量可以减小脉动幅度，最后形成 直流输出。 由司钻开关来改变

11、给定电压来改变整流电路的移相触发角，从而改变直流输出。 这一部分由单片机来实现。 控制电路的工作原理是：三相全控桥的整流采用正弦波同步移相整流方式；主芯 片选用pic单片机，将司钻开关的输出值05v，pic单片机的a/d转换输入（00ff） 与可控硅的导通角区域（三相整流时为0120）一一对应；司钻开关通过控制单 片机的a/d转换值来控制整流输出的，整流输出从0310v全程可调。 1.2.2 主要设计内容 由于刹车系统是通过调节励磁电流的大小从而灵活地控制刹车的制动转矩，电源 设计为电压 0310v 连续可调，电流 085a 连续可调。主要设计以下几个方面内容： 三相可控整流主回路 单片机控制

12、电路 司钻开关及给定电路设计 断水保护部分 报警部分 短路、过流保护部分 1.2.3 设计思想 电源设计分为三大块： 三相电源 220-380v 可控 整流 ac/dc 保护电路 司钻开关 电磁 刹车 励磁 绕组 逻辑控 制及保 护 三相电 源进线 保护及 控制 温控及 报警 图 1.1 系统原理图 主回路、 控制回路 保护单元 主回路采用三相可控硅整流，控制回路采用单片机，系统原理框图如上图 1.1： 1.2.4 拟采用的技术方案 主电路为可控整流电路。三相半控桥、三相全控桥的整流采用正弦波同步，移相 整流方式；对于三相不控桥作整流，igbt 斩波电路实现调压均可实现可控整流，但 igbt

13、的价格比较昂贵。 由可控硅的整流电路性能指标可知：对于电磁涡流刹车这样的大功率场合，三相 全控桥整流电路的性能最好。故设计中主电路选择三相全控桥整流电路。主电路的保 护：选用压敏电阻吸收交流侧的过电压。用于吸收持续时间较长，能量较大的尖峰过 电压；过流保护采用三相进线串入快速熔断器；六个晶闸管两端出现的尖峰过电压采 用阻容吸收元件，以防止元件过压击穿。系统主回路图见下图 1.2 图 1.2 主回路电路图 其控制触发单元可选用双窄脉冲或宽脉冲触发。双窄脉冲触发电路可以减小触发 装置的输出功率，减小脉冲变压器的铁芯体积；用宽脉冲触发，虽然脉冲数减少了一 半，但为了不使脉冲变压器饱和，其铁芯体积要做

14、的大些，又使装置变复杂；故在本 次设计中选用双窄脉冲触发。全控桥式整流主要通过改变晶闸管触发相位的方法来调 节母线电压的高低，此时需要检测三相交流电压的相位以实现同步触发. 控制部分: 1通过软件编程来控制 tca785 移相电压的大小,能克服通过电位器来调节移相电 压从而达到调节触发脉冲延迟角而造成的误差。通过单片机或微机编程来调节移相电 压的大小,进而实现对触发延迟角的精确动态控制。 图 1.3 tca785 内部电路 tca785 芯片主要用来产生触发脉冲,并且通过调节该芯片管脚 11 上的移相电压来 控制触发脉冲延迟角。该芯片的内部电路简图如图 1.3 所示。tca785 芯片的工作原

15、理:首 先由 r9 和 us 组成的电路对 c10 充电,当检测到同步电压(管脚 5)的过零点时,c10 通过 放电三极管放电,于是就在管脚 10 上得到了如图 1.4 所示的锯齿波波形。u11 为移相 电压,它和管脚 10 的锯齿波通过比较来确定是否输出脉冲,从而控制脉冲的延迟角。14 脚和 15 脚相位相差 180,用户可根据需要选择。tca785 芯片的几个主要管脚的波形 如图 1.4 所示。 图 1.4 tca785 几个主要管脚的电压波形 采用了可编程的 dac0832 和运放 f007 来控制 tca785 的管脚 11 上的移相电压。触 发板和一个脉冲变压器相联接,输出的脉冲就可

16、以直接触发晶闸管。此触发板与单片机 和微机的接口形式可以根据实际应用中的控制装置的不同而自由选取。l 为触发板的 禁止端,低电平有效。 移相电压和锯齿波之间的交点决定了触发脉冲的位置。为了保证精度, 必须确定 移相电压和触发角的关系式。图 1.4 中将移相电压和触发角的关系近似为线性关系, 但实际上管脚 10 的锯齿波波形并不是理想的锯齿波, 如果按照线性关系处理的话会 造成一定程度的偏差。解决该问题的方法有曲线拟合法、插值法等。 2.选用pic单片机输出脉冲经过脉冲隔离变压器将其隔离，将司钻开关的输出值 05v，pic单片机的a/d转换输入（00ff）与可控硅的导通角区域（三相整流时为 0-

17、120）一一对应；司钻开关通过控制单片机的a/d转换值来控制整流输出的。 考虑到精度和编程的难易程度, 我们选择以 pic 单片机为核心，再配合其它必要 的外围电路组成，实现移相触发，过流以及冷却水断水等保护。给定是通过司钻开关 实现的， （将 ac220v 变为 ac24v）触发脉冲的产生利用放大电路进行放大采用脉冲变 压器隔离，以提高系统可靠性。 1.2.5 全数字电磁涡流刹车电源的技术指标 1、设计出输出随给定变化连续可调的直流电源系统； 2、利用 pic 单片机控制,实现移相触发、过流保护（超过 85a） 、和故障报警显示 等其他一些辅助功能； 3、输入电压 ac380v,50hz,输

18、出电流 085a 可调； 第二章 可控整流模块设计 可控整流采用三相全桥晶闸管整流，晶闸管驱动信号由控制模块提供，本章主要 讲述整流电路设计计算、晶闸管的选择与保护电路设计和晶闸管的驱动电路设计。 可控整流模块设计指标如下: 输入：主电路输入三相 380v 电压； 门极驱动电路输入六路晶闸管驱动脉冲信号； 输出电压：0 一 310v 直流可调； 电流：085a 直流可调； 可控整流具有软启动功能，直流输出母线寄生电感尽量小等。 此外还要给控制模块提供电流、电压信号。 2.1 相控整流主电路设计与计算 2.1.1 主回路理论分析 三相全控桥晶闸管整流主电路如下图，图中 v1v6 为晶闸管，c1

19、一 c6 为吸收电 容，r1r6 为吸收电阻。 图 2.1 三相全桥晶闸管整流电路 由图 2.1 电路可以看出，在任意时刻电路必须有两个晶闸管同时导通，其中一个 属于共阴极组，另一个属于共阳极组，每个晶闸管的最大导通角为 120。晶闸管之 间的换相是在同一结构组中进行的，即共阳极与共阳极的晶闸管换相，共阴极与共阴 极的晶闸管换相。在这种电路中般采用双脉冲或宽脉冲的触发方式保证每隔 60 导通 一个晶闸管，触发电路设计在后面章节给出。下面分别讲述可控整流电路在阻性和阻 感性负载情况下输出与输入的关系。 1.带电阻负载的工作情况 图 2.2 为在触发角为 时的电路波形。ud1 为相电压波形，ud2

20、 为线电压波形。 由波形对应关系可以看出，各自然换相点既是相电压的交点，同时也是线电压的交点。 由于输出整流电压为共阴极组中处于通态的晶闸管对应的相电压与共阳极组中处于通 态的晶闸管对应的相电压的差，因此输出电压为线电压在正半周期的包络线(图中)。 2d u 从图中可以看出，当 0 60 时，输出电流连续； 当 60 120 ”时，输出电流不连续;当 =120 时输出平均电压为零， 所以应该分别对待。 图 2.2 三相全桥整流电路带阻性负载在触发角为 时的波形 （1）. 当 060电流连续时 输出电压平均值 v 与输入线电压有效值 u 的关系为: 2 3 2 3 3 2sin d vutd t

21、 2 3 2 cos u (31) 2 1.35cosu 通过晶闸管的电流 ivt 与负载平均电流 id 的关系为: 1 2 2 1 2 () 2 vtvt iidt 2 2 3 3 2 (sin)() 2 m itdt （32） 13cos2 64 m i 22 23 2 ,()cos d mdd vuu iiv rr 取 2 3 2 cos d u r i 3 cos m i 所以有： （33） 13cos2 () 3cos64 vt d i i 三相全桥整流电路输入电流有效值 i2 与负载平均电流 id 的关系为： 2 1 2 22 4 () 2 ii dt 2 2 3 3 2 (sin

22、)() m itdt 23cos2 () 64 m i 2 23cos2 () 3cos64 d i i （2）.当 60120时，电流不连续时 输出电压平均值v与输入线电压有效值u2的关系为： 2 3 3 2sin() d vutdt 2 3 2 1 cos() 3 u 通过晶闸管的电流ivt与负载平均电流id的关系为： 2 3 1 (sin)() vtm iitdt sin(2 ) 1 3 324 m i 2 3 2 1 cos() 3 d d vu i rr 3 1 cos() 3 m i 即有： sin(2 ) 1 3 324 31cos() 3 vt d i i 三相全桥整流电路输入

23、电流有效值i2与负载平均电流id的关系为： 2 2 3 4 () 2 ii dt 2 3 2 (sin)() m itdt sin(2 ) 2 3 324 m i 即有： 2 sin(2 ) 2 3 34 31cos() 3 d i i 2.阻感负载时的工作情况 当60时，阻感负载时的工作情况与电阻负载时不同，电阻负载时波形不 d u 出现负的部分，而阻感负载时，由于电感的作用，波形会出现负的部分。在 d u =90时，若电感足够大，中正负面积将基本相等，平均值近似为零。 d u d u 在以上的分析中已经说明，整流输出电压的波形在一周期内脉动6次，且每次 d u 脉动的波形相同，因此在计算其

24、平均值时，只需对一个脉波进行计算即可。此外，以 线电压的过零点为时间坐标的零点，于是带阻感负载时，整流输出电压的平均值为： ）（ ttduud sin6 3 1 2 3 2 3 =cos34 . 2 2 u 输出电流平均值为。 r u i d d 本设计整流电路在工作过程中会产生很大的谐波，对电网造成干扰。考虑到设计的重 点，在论文的设计调试过程中，没有对谐波的产生做深入的研究，本文不再分析。 2.2 晶闸管的选择和保护电路设计 2.2.1 晶闸管的选择 晶闸管的选择是保证晶闸管工作在其安全工作区内，主要包括额定电压、额定电流。 1、 闸管额定电压 rrm v 确定晶闸管额定电压时，考虑到晶闸

25、管在恢复阻断时引起的换相过电压，以及在操作 和事故过程中产生的各种过电压影响，额定电压必须留有(2一3)倍的余量。即 =(23) rrm v m v 其中为晶闸管承受的最大正反向峰值电压，在本设计中 m v 由于在0310v可调，在085a可调。 d u d i 设 lr ，则输出电流波形近似为一条水平直线，即i=/r d u 在0-310v可调，在0-85a可调，则流过scr的电流有效值为： d u d i 0 2 2 3 2 15 1 3 ()45.6 22 tdd ii dtia 晶闸管的通态平均电流： () 45.6 (1.52)258.09 1.571.57 t t av i ia

26、scr承受的反向电压为： 取裕量为2，则晶闸管选额定电压为1200v，额定电流为120a。 2 236250612.3 rml uuv 2.2.2 晶闸管的保护 晶闸管承受过电流和过电压的能力较差，短时间的过电流和过电压就会把器件损 坏，但不能完全根据装置运行时可能出现的暂时的过电流和过电压数值来确定器件参 数，还要充分发挥器应有的过载能力。另外，晶闸管在使用中，因电路中电感的存在 而导致换相过程产生 ldi/dt，或系统自身出现短路、过载等故障.所以要做好晶闸管 的过电压、过电流保护。 2.2.2.1晶闸管的过电压保护 1交流侧过电压阻容保护 下图给出阻容保护常用的接线图，其中电阻r、c用下

27、面关系式近似计算: 22 0 2.3() vv r si 2 0 2 6() s ci v 常见的晶闸管过电压有交流侧过电压和直流侧过电压，对这些过电压的主要处理 措施如下图所示 交流侧 整流回路 直流侧 a为接地电容 b为阻容保护 c为器件侧阻容保护 图2.3 晶闸管采用的几种过电压保护 式中： 整流变压器的阻抗电压，以额定电压的百分数表示，对于本设计，= 4%一10%; 2 v 2 v i。变压器空载电流，以额定电流的百分数表示，对于本次设计，io=4%一10% 变压器一次相电压有效值(v)； 2 v s变压器每相的平均视在容量(va)； 阻容保护三角形联接时，电容器的电容量小但耐压要求高

28、联接时，电容器的电容量 要大，但耐压要求低、电阻值也小通常增大c能降低作用到晶闸管上的过电压ldv/dt但过 大的c值不但增大体积而且使r的功率增大，并使晶闸管导通时的di/dt升。增大电阻r有 利于抑制振荡，但过大的r不仅使抑制振荡的作用不大，反而降低了电容抑ldi/dt效果。 使r的功耗增大，并使晶闸管导通时的di/dt上升。增大电阻r有利于抑制振荡，但过大的 r不仅使抑制振荡的作用不大，反而降低了电容抑制ldi/dt的效果， 并使r 2 1 2 rymrm al i 的功率增大，所以一般希望r小一些(约5-100)。为降低电阻的温度电阻功率应选电阻伤 科消耗功率值的2倍左右。 a交流侧的

29、阻容保护星型接法 b交流侧的阻容保护三角形 图2.4 交流侧阻容保护接法 电阻r的功率近似计算： 222 2122 (2 3)(2) ()(1 2)(2)() r fcr cvpfk crk cv 其中 ： c、r选用的交流侧保护电容和电阻 f 电源频率 ; 变压器二次相电压有效值; 2 v 系数(2-3) 和(1-2) 考虑降低电阻温度和电网电压身高等因素时取大的数值 ， 考 虑缺口电压作用下电阻和线路其他部分分担损耗时取小的值 ; k1对于三相电路 ，k1=3, k2一一对于三相桥式电路在阻容保护三角形联接时，k2=300; 2过压吸收器（压敏电阻） 压敏电阻是一种新型的过压保护元件，它是

30、一种由氧化锌和氧化铋等构成的非线 性半导体元件，正反向伏安特性都很陡，在没有击穿时漏电流极微（几十微安） ，而且 它的容量很大，可以通过几ka的浪涌电流，所以一种较理想的过压保护元件。 作用：吸收由于雷击等原因产生的能量较大，持续时间较长的过电压。 优点：压敏电阻具有正向相同的陡峭的伏安特性，在正常工作时只有很微弱的电 流（1ma） ，过电压时，压敏电阻可通过高达数千安的放电电流，将电压抑制在允许的 范围内，并具有损耗小，体积小，对过电压反应快等优点。因此是一种较好的过电压 元件（金属氧化物材料）氧化锌烧结而成 。 缺点：持续平均功率太小， （仅数瓦） ，如果选择不当，则因电压超过额定电压极

31、易损坏，损坏时产生的电弧极易波及临近的电气设备，造成事故扩大化。 压敏电阻选择步骤： (1)额定电压 （即漏电流1ma时的电压） 1ma u 12 1.33 2 1.3323250 814( ) mal uu v ：压敏电阻额定电压（v） 1ma u ：变压器二次侧线电压有效值（v） 2l u （2）泄放电流初值 三相变压器时， 2 3 25.48(0.3) 2 rmzoz ik ik取 ：能量转换系数，与断路器类型有关，空气断路器为0.3 0.5，油断路 z k 器为0.1 0.3， 三相变压器空载电流有效值 2o n i （3）最大电压 rm u 1 rmrrm uk i (kr：元件的特

32、性系数 a：压敏元件的非线性导数一般选在225之间) 若 =20时，=1.4=1.4 1000=1400 r k 1ma u 过电压倍数：过电压倍数应不小于scr电压储备系数 2 2 rn gu l u k u （4）计算和校验压敏电阻的能耗 1.056 1 26.510 ( ) mapm auij ：压敏的通态容量 pm i 通流容量是指：在规定的波形（浪涌冲击电流前沿持续时间内，允许通过的浪 涌峰值电流） 。 对三相变压器： 泄放电流初值（a） 2 rymrm al i rm i 对单相变压器： 压器每相励磁电感(h) 2 1 2 rymrm al i m l （5）经验公式：压敏电阻在三

33、相桥式电路中， 710vur 时，输出为 高电平 uoh。图 3.4b 为其传输特性。 图 3.4 比较器及其其传输特性 3.2.1 同步电路 所谓同步,就是通过供给各触发电路不同相位的交流电压,使得各触发器在晶闸管 需要触发脉冲的时刻输出脉冲，从而保证各晶闸管可以按顺序获得触发。这种使触发 电路与主电路晶闸管工作上步调一致的方法就称为同步。使触发电路与主电路工作同 步并能在规定范围内进行移项控制的信号电压称为同步电压。为按照一定的顺序触发 可控硅,该触发器设置有三相同步信号(加上各自反相共六相)。三相交流电压分别加到 3 个过零比较器,分别产生三相 50hz 方波信号。为保证当 a=0 时在

34、自然换流点触发,同 步信号必须滞后交流电压波形 30。在电路中,a 相的同步信号采用 ac 相线电压产生 的方波。在相位上自然有 30的相位差,满足了触发相位的要求。同理,b 相的同步信 号采用 ba 相,c 相的同步信号采用 cb 相。下图为同步电路,同步信号取自三相交流电 源的+a 相,经过变压器在副边输出系统所需电压值,通过运算放大器 lm339 使得在输入 电压每次过零时运放输出一个矩形波,输送到 pic 单片机 portb 端口 rb0 口引脚中。利 用 rb 端口电平变化中断的特点,在 rb0 端口出现上升沿时可产生中断。在 rb0 端口中 断服务程序中启动 pic 单片机内部 a

35、/d 采样移相控制信号,根据 a/d 的转换数据计算触 发角 。 图 3-5 同步电路 3.2.2 移相触发 1.a/d 转换电路 司钻开关将 220v 的相电压降为 0-24v 可调交流电压再经过整流电路、滤波电路、 rp1 分压以及 r3 分流进入单片机。司钻开关通过调节 ra0 口输入电压，来改变 a/d 转 换的值。具体电路图如下： 图 3-6 a/d 转换外围电路（司钻给定） 当司钻调到最大+24v 时，调节偏移电位器 rp1，使其输出为 5v,从而实现司钻开 关的调节功能。 2.隔离技术 隔离首先可把外来的干扰信道切断，达到隔离现场干扰的目的；其次可将两条信 号线隔开，使彼此之间的

36、串绕尽可能减小。常用的隔离方式有光电隔离、变压器隔离、 继电器隔离和布线隔离等。 （1）光电隔离：由光电耦合器件来完成，以光为自载体进行信号传输，具有较高的 电气隔离和干扰抑制能力。 （2） 磁隔离：将微弱信号电路予以产生噪声污染的电路分开布线，信号线与强电控 制线、电源线分开走线，相互间要保持一定距离。配线时应以数字、模拟、功率等区 域划分，以减小彼此之间的电磁干扰。 为了避免由于系统和外电路直接连接而造成的干扰，单片机系统一般要和外电路 彼此隔离开。隔离的方法采用常规的磁隔离方法。 1.变压器隔离 线性信号的磁隔离主要是利用隔离变压器构成的。放大器的输入端和输出端之间 用变压器隔开，它们有

37、各自的供电回路，因此彼此之间是隔离的。输入信号经过运算 放大器放大后，被调制成交流信号，并通过隔离变压器中的交变磁场由初级耦合到次 级。在次级，解调器把信号解调出来后通过输出运算放大器输出。变压器耦合隔离放 大器，主要用于模拟信号的隔离。 2.脉冲信号的隔离 在实际应用中，单片机系统通常要接受一些数字信号（如计数脉冲） ，而在外部进 行控制时，也常要送出一些控制脉冲信号（如晶闸管触发脉冲） 。脉冲信号可通过脉冲 变压器隔离传送。脉冲驱动电路包括脉冲放大器(场效应管)和脉冲变压器。当 portc 端口输出脉冲链信号时，场效应管进入导通状态，脉冲变压器原边得到+24v 电源电压， 副边得到的信号为

38、+10v 尖峰脉冲，它可以用作晶闸管的强触发脉冲，加快其导通速度， 从而提高了触发的可靠性。而后脉冲变压器的副边得到持续的幅度较低(+7.5v)的高频 调制脉冲，继续给晶闸管提供触发脉冲，以提高电流断续时晶闸管工作的稳定性，同 时可以降低驱动电路的功率等级。由于采用脉冲链形式，避免了脉冲变压器的直流磁 化，同时降低了驱动电流。脉冲隔离电路如下图示： 图 3.6 脉冲隔离电路 3.3 单片机控制器的软件设计 该控制器使用 pic 的汇编语言编程，整个系统程序设计分主程序模块和几个子程 序模块。它们是: 主程序模块 a/d 转换子程序 中断（ 同步信号检测）子程序 触发脉冲子程序 故障处理子程序

39、主程序流程框图所示： 主程序的工作是对各个功能模块的子程序不断进行循环调用，从而完成整个系统 的工作。其各个子程序功能模块工作过程描述如下： （1）系统初始化：对系统 i/o 口进行设置，将 portc、portd 设置为输出口， 将 porta、portb、porte 端口设为输入口。设置 a/d 转换为 8 分频采用右对齐一个 a/d 输入通道，允许外部引脚产生中断，开放中断使能位，将内部定时器 tmr1 设置为 关闭，不采用分频。 （2）a/d 转换子程序：主程序调用运行 a/d 转换子程序，首先启动 a/d 转换，为 了使转换结果精确，等待 a/d 转换 8 次以后，求平均值作为 a/

40、d 结果。 （3）故障处理子程序：当输出电流超过 0-85a 的范围以后，主程序判断为有故障，进 行故障处理 （4）中断子程序：当中断发生时执行该程序。发生中断时，启动定时器 tmr1， 定时器 tmr1 溢出时，向晶闸管发触发脉冲。 各子程序流程图件下页： a/d 转换子程序 脉冲触发子程序 返回 rc4，rc5端口清 零，延时10 rc5，rc0端口置 ，延时50 rc3，rc4端口置 ，延时50 rc2，rc3端口置 ，延时50 rc0，rc1端口置 ，延时50 rc1，rc2端口置 ，延时50 rc0，rc1端口清 零，延时10 rc1，rc2端口清 零，延时10 rc2，rc3端口清

41、 零，延时10 rc3，rc4端口清 零，延时10 rc4，rc5端口置 ，延时50 rc5，rc0端口清 零，延时10 初始化子程序 返回 定时器 初始化 r0端口上升沿 中断初始化 初始化口 初始化转换 3.3.1a/d 转换原理 a/d 转换器能将一个模拟输入信号转换成相应的 8 位数字信号。采样保持输出是 转换器的输入，a/d 转换器采用逐次逼近法产生转换结果。通过软件设置，模拟参考 电压可以选择为器件的正向电源电压(vdd)或 an3/vref 引脚上的电平。a/d 转换器具 备可在休眠状态下工作的独特特性。a/d 转换器有 3 个寄存器，它们是： a/d 结果寄存器(adres)

42、a/d 控制寄存器 0(adcon0) a/d 控制寄存器 1(adcon1) adcon0 寄存器，如图 3-6 所示，控制 a/d 模块的操作。adcon1 寄存器，如图 3-7 所示，可对端口的引脚功能进行配置。这些端口可被配置成模拟输入(或作为参考电压)或 数字 i/o 口。 图 36 基本型 8 位 a/d 转换器结构图 adres 寄存器中保存了 a/d 转换的结果。当 a/d 转换完成之后，转换结果被载 入 adres 寄存器，go/done(adcon0)位被清零，且 a/d 中断标志位 adif 置 1。a/d 模块的结构框图见图 22-1。当配置好 a/d 模块后，在启动转

43、换前必须先选择 a/d 转换 的通道。模拟输入通道的相应 tris 位必须设置为输入。采集时间（acquisition time）的确定参见“a/d 采集时间要求”小节。在这一采集时间过去之后，a/d 转换即 可开始。按照以下步骤进行 a/d 转换： （1）配置 a/d 模块 对模拟引脚/参考电压/数字 i/o(adcon1)进行配置 （2）需要时，设置 a/d 中断,将 adif 位清零、将 adie 位置 1、将 gie 位置 1 （3）等待所需的采集时间 （4）启动 a/d 转换 将 go/done 置 1(adcon0) （5）等待 a/d 转换完成，通过以下两种方法之一可判断转换是否

44、完成： 查询 go/done 位是否被清零；或等待 a/d 转换的中断。 （6）读取 a/d 结果寄存器(adres)，需要时将 adif 位清零。 （7）要再次进行 a/d 转换，根据要求转入步骤 1 或步骤 2。每一位的 a/d 转换时 间定义为 tad。在下一次采集开始前至少需要等待 2tad。图 3-7 为 a/d 转换顺序及所 使用的术语。采集时间是 a/d 模块的保持电容连接到外部电平的时间。随后是 10tad 的转换时间，开始于 go 位被置 1。这两段时间的总和即采样时间（samplingtime） 。 为确保保持电容充电至适当电平以使 a/d 转换达到所需精度，应保证一个最小

45、采集时 间。 图 37 a/d 转换时序 a/d 精度(误差)： 在器件频率较低的系统中，最好使用 a/d 模块的 rc 时钟；在中高频 tad 满量程误 差、偏移误差和单一性等所有误差的总和。它定义为任意数码的实际转换值和理想转 换值之间的最大偏差。当 vdd=vref 时，a/d 转换器(在器件的规定工作范围内)的绝对 误差为1lsb；然而，当 vdd 偏离 vref 时，a/d 转换器的精度将下降。在一个给定 的模拟输入范围内，a/d 的输出数字数码是相同的，这是因为模拟输入被量化到数码 了。 典型量化误差为1/2lsb，并存在于整个模拟数字转换过程中。减小量化误差的 唯一方法是提高 a

46、/d 转换器的分辨率。偏移误差是首个实际数码转换电平与首个理想 数码转换电平的差值。偏移误差使整个传递函数发生平移。通过模拟输入端的总漏电 流和源阻抗的相互作用，偏移误差可在系统外校准或引入系统。增益误差是指经过偏 移误差调整后，末次实际转换电平与末次理想转换电平之间的最大偏差。增益误差显 示为传递函数的斜率变化。 增益误差和满量程误差的区别在于满量程误差不考虑偏移 误差。 增益误差可通过软件校正以从系统中消除。线性误差是指数码一致性的变化。 线性误差不能从系统中校准。积分非线性误差是指经过增益误差调整后，各个输出数 码的实际转换电平和理想转换电平之间的差值。微分非线性误差是指最大实际数码宽

47、度和理想数码宽度之间的差值，该误差无法校正。引脚的最大漏电流在器件数据手册 的电气规范参数 d060 中作了规定。在器件频率较低的系统中，最好使用 a/d 模块的 rc 时钟。在中高频率时，tad 应来源于器件的振荡器。tad 不得违反最小时间，且应 最大限度地降低以减小由噪声和采样保持电容器放电造成的误差。在 a/d 转换开始后 器件就进入休眠模式的系统中，必须选择 rc 时钟源。在这种模式下，消除了模块的数 字噪声。这种方法能提供较好的转换精度。 复位对 a/d 转换的影响： 器件复位强制所有寄存器为复位状态，同时强制 a/d 模块关闭并中止任何正在进 行的转换。上电复位时，adres 寄

48、存器中的值保持不变。上电复位后 adres 寄存器中 的值不确定。 以下是 a/d 转换器的理想传递函数：第一次转换发生在模拟输入电压(vain)为 1lsb（或模拟 vref/256）时(见图 3-8) 图 3-8 a/d 转换传递函数 3.3.2 定时器 tmr1 的工作原理 timer1 模块是由两个可读写的 8 位寄存器（tmr1h 和 tmr1l）组成的 16 位定时器 /计数器。tmr1 寄存器对(tmr1h:tmr1l)从 0000h 递增到 ffffh 后，计满回零到 0000h。如果允许 timer1 中断，则溢出时会产生 timer1 中断。该中断可通过置位/清 零 tmr

49、1ie 位来允许/禁止。timer1 可以有三种工作模式： 同步定时器模式 同步计数器模式 异步计数器模式 工作模式是由时钟选择位 tmr1cs (t1con)和同步控制位 t1sync 来决定的（如 图 3-9） 。在定时器模式下，timer1 在每个指令周期递增。而在计数器模式下，timer1 在 t1cki 引脚上外部时钟的每个上升沿递增。 timer1 可以通过 tmr1on(t1con)控制位来打开和关闭。 timer1 还有一个内部“复位输入” ，可由一个 ccp 模块产生。 timer1 可以外接晶体振荡器，当 timer1 的振荡器被使能(t1oscen 位置 1)时， t1o

50、si 和 t1oso 引脚设定为输入引脚。这就是说，其相应的 tris 值被 图 3-9 timer1 结构图 timer1 的控制寄存器 寄存器 12-1 显示了 timer1 控制寄存器 寄存器 12-1:t1con:timer1 控制寄存器 bit 7:6 未用:始终读为0 bit 5:4 t1ckps1:t1ckps0:timer1 输入时钟预分频比选择位 11=1:8 预分频比 10=1:4 预分频比 01=1:2 预分频比 00=1:1 预分频比 bit3 t1oscen:timer1 振荡器使能位 1=振荡器被使能 0=振荡器被关闭。振荡器的反相器和反馈电阻被关断，以降低功耗 b

51、it2 t1sync:timer1 外部时钟输入同步控制位 当 tmr1cs=1 时: 1=不同步外部时钟 0=同步外部时钟 当 tmr1cs=0 时: 此位被忽略。tmr1cs=0 时 timer1 使用内部时钟。 bit1 tmr1cs:timer1 时钟源选择位 1：选择 t1oso/t1cki 引脚的外部时钟(上升沿计数) 0：选择内部时钟(fosc/4) bit0 tmr1on:timer1 使能位 1：使能 timer1 0：关闭 timer1 a/da/d 转换结果、定时器转换结果、定时器 tmr1tmr1 的初值、移相角的初值、移相角 之间的关系计算：之间的关系计算： 移相角

52、的移相范围是 15120，所对应的延时时间为 t1=sms 3 . 8338333 . 0 20 360 15 t2=sms6667667 . 6 20 360 120 定时器 tmr1 的定时时间为：)65536(1mt 对应的定时器初值为： min 64703 1 m 对应的定时器初值为： max 58869 2 m 设定时器的初值和 a/d 转换反值的线性方程为：banm 当 n=0 时，58869m 当 n=256 时，64703m 解上述方程得：； ；23a58869b 将其化为 16 进制数，即：5517fenm 系统软件程序： list p=16f877 include p16f

53、877.inc * 定义变量* n equ 20h m equ 21h x equ 22h rlth equ 23h rlt equ 24h souh equ 25h sou equ 26h temp1 equ 27h cnt equ 28h temp2 equ 29h temp3 equ 2ah temp4 equ 2bh y equ 2ch zz equ 2dh adl equ 2eh adh equ 2fh _w equ 0ch _status equ 0dh nn equ 0eh mm equ 0fh org 000h goto mianline org 004h *中断子程序* in

54、t_serv movwf _w ；保护 w swapf status,w ；保护 status movwf _status per_int banksel t1con bsf t1con,0 banksel intcon bcf intcon,intf clr_rbif movf portb,0 bcf intcon,rbif goto int_ret int_ret swapf _status,w ；恢复 status movwf status swapf _w,f ；恢复 w swapf _w,w retfie ；中断返回 *定时器赋初值子程序* dsq clrf rlth clrf rl

55、t clrf souh clrf sou bcf status,c movlw 17h movwf sou movf adl,w movwf rlt call dumul clrf rlt movlw 0f5h movwf rlt movlw 0e5h movwf rlth call dsadd ； 计算定时器 t1 的初值 banksel tmr1l movf sou,w movwf tmr1l ；tmr1 低字节赋初值 movf souh,w movwf tmr1h ；tmr1 高字节赋初值 *系统初始化子程序* start banksel adcon0 movlw b01000001 ；

56、fosc/8,允许 a/d 转换 movwf adcon0 movlw d8 movwf y banksel adcon1 movlw b10001110 ；右调整,一个 a/d 通道 movwf adcon1 ；vdd 和 vss 参考源 banksel intcon movlw 0x90 movwf intcon ；允许端口 rb 中断 banksel t1con movlw 04h movwf t1con ；分频器设置为 1:1，关闭定时器 tmr1 return start_1 banksel porta ；将 porta 端口清零 clrf porta movlw 0xff ；将 p

57、orta 端口设为输出口 movwf trisa banksel portb clrf portb ；将 portb 端口清零 movlw 0xff ；将 portb 端口设为输出口 movwf trisb banksel porte clrf porte ；将 porte 端口清零 movlw 0xff ；将 porte 端口设为输出口 movwf trise banksel portc ；将 portc 端口置 1 movlw b11111111 movwf portc banksel trisc ；将 portc 端口设为输出口 clrf trisc banksel portd ；将 p

58、ortd 端口置 1 movlw b11111111 movwf portd banksel trisd clrf trisd ；将 portd 端口设为输出口 return *a/d 转换子程序* ad banksel sou clrf sou clrf souh ad_1 clrf rlt banksel adcon0 bsf adcon0,go ；开始 a/d 转换 wait btfss pir1,adif ；等待 a/d 转换结果 goto wait banksel adresl movf adresl,0 ；写 a/d 结果到 w 寄存器 banksel rlt movwf rlt

59、movlw 00h movwf rlth goto ave ；调用 ave,取 8 次 a/d 转换结果的平均值 waitpush call delay3 goto ad_1 ； 循环进行 a/d 转换 ave call dsadd ；调用加法子程序 decfsz y,1 ；y-1=0?是,跳一步 goto waitpush ；否,继续进行 a/d 转换 movlw 08h ；将 8 再次赋给 y movwf y movf sou,w movwf adl movf souh,w movwf adh ad_2 bcf status,c ；a/d 转换结果右移一位 rrf adh rrf adl

60、bcf status,c ；a/d 转换结果再右移一位 rrf adh rrf adl bcf status,c ；a/d 转换结果再右移一位 rrf adh rrf adl return *双字节有符号数加法子程序* dsadd movf rlth,w xorwf souh,w movwf temp1 movf rlt,w addwf sou,f movf rlth,w btfsc status,c incfsz rlth,w addwf souh,f done3 movf souh,w xorwf temp1,w ；检测 bit6 是否向 bit7 进位 rrf temp1,f ；检测 b