双向DCDC变换器设计.

1、用于锂电池化成系统的桥式 DC/DC变换器2 1引言3 2双向H桥DC/DC变换器拓扑分析 4 2.1双向DC/DC变换器4 2.2双向H桥DC/DC变换器结构分析 4 2.2双向H桥DC/DC变换器工作状态分析 5 2.2.1正向工作状态模型分析 5 2.2.2反向工作状态模型分析 8 3硬件电路分析设计11 3.1器件参数选择分析11 3.1.1主开关管的选择11 3.1.2滤波电感参数的计算 11 3.2硬件电路分析设计 12 3.2.1驱动电路分析设计 12 4系统结构与控制 19 4.1系统结构19 4.2控制系统结构 19 4.3 DC/DC变换器控制方法 20 4.3.1电压控制

2、模式 21 4.3.2电流控制模式 21 4.4软件设计22 5实验调试与结果分析 23 5.1实验平台搭建23 5.2样机调试24 5.2.1供电电源调试24 5.2.2驱动信号调试25 5.2.3单片机程序， VB工程调试 26 5.2.4保护与采样电路测试 26 5.2.4开环、闭环测试 29 5.3小结31 6总结32 7谢辞33 参考文献34 用于锂电池化成系统的桥式DC/DC变换器 摘要：随着锂电池在生活中各个方面的广泛普及，锂电池在生产过程中重要的化成环节逐渐 成为关注的焦点。本文主要设计介绍了使用于锂电池化成系统的桥式变换器部分，包含计算 机监控、DC/DC双向变换器。双向 D

3、C/DC变换器通过调节 MOSFET的占空比，实现对锂 电池的智能充放电。本文对双向DC/DC变换器的工作原理进行了分析，并通过样机对预期 功能进行验证。 关键字：电池化成；双向 DC/DC变换器；实验分析 Abstract : As the lithium battery becomes more and more popular in every aspects of our life, battery formati on, a critical process in battery producti on, draws ple nty of atte nti on. This pape

4、r in troduces a full bridge con verter, which used in a formatio n en ergy feedback system of lithium battery, in cludi ng a PC mon itor and a DC/DC bi-directi onal con verter. The bi-directi onal DC/DC con verter system can realize the in tellige nt charg ing and discharg ing of the lithium batteri

5、es by adjust ing the duty ratio of MOSFET. The worki ng prin ciple of DC/DC bi-c on verter was an alyzed, and the experime ntal prototype fun ctio n was validated through experime nts. Keywords: battery formation; DC/DC bi-directional converter; experimental analysis 1引言 进如21世纪以来，随着环境问题、能源问题与社会发展问题的

6、矛盾日益突出，发展节 能减排的绿色经济以成为全社会关注的焦点。蓄电池作为能量储存的主要装置，以成为社会 生活中不可或缺的一部分，需求量逐年增长，其中锂电池以其能量密度高，寿命长，放电电 压稳定，污染小，质量轻，自放电小，循环寿命长等优点，逐渐取代传统的铅酸、 镍镉电池， 成为市场的新宠儿。 故锂电池的广泛发展很好地符合绿色经济的要求，缓解环境和能源的压 力。在锂电池生产过程中必须要经过电池化成这一工序，锂电池的化成是指对新生产电池初 次充放电的过程，即利用化学和电化学反应激活，使电极上的活性物质转化成具有电化学特 性的正、负极板，是影响电池寿命的重要环节。锂电池的化成过程要求非常严格，一般分为

7、 恒流充电，恒压充电，涓流充电和恒流放电四个过程，各个环节之间区别在于充放电过程中 的电压和电流不同，以保证对锂电池良好的性能。 DC/DC变换器，也成为斩波器，是锂电池化成系统中的一个重要部分，原理是将某一 种的直流电压转换为所需的另一种电压值不同的直流电压。在锂电池化成系统中，双向 DC/DC变换器主要负责对充放电过程进行监控管理，根据最佳充电曲线对充电方式进行调 整，并且对电池起到保护作用。不同于单向的DC/DC变换器，双向 DC/DC变换器可以工 作在正向和反向两种状态，实现能量的双向传输。因此，可以说双向DC/DC变换器的工作 性能直接影响化成系统的总体功能，从而决定锂电池的使用效率

8、和性能。 目前，国内采用传统的电阻放电装置和相控式有源逆变放电装置对电池化成中的放电过 程进行处理，前者虽然结构简单，成本较低，较为普及，但会对能量造成极大的浪费，特别 是在大容量电池的生产中。据统计，规模较大的电池生产厂家在电池化成中电能的费用占到 生产成本的百分之二十至百分之三十。而后者也具有体积笨重和噪声污染大、交流输出功率 因数低、对电网谐波污染严重等缺点，故很少采用。 本文介绍的主要内容是一套双向DC/DC变换器系统。其结构如下图1.1所示。系统工作 时，通过上位机监控变换器的工作，并与其进行通讯，传输工作指令和实时数据。当锂电池 需要充电时，由上位机通过总线对双向DC/DC变换器发

9、送充电指令。双向DC/DC从48V 蓄电池中获取能量， 按智能充电曲线对锂电池充电。当锂电池需要放电时， 通过上位机对双 向DC/DC发送放电指令。双向 DC/DC变换器从锂电池获取能量，将能量反馈会 48V蓄电 池内，实现了能量的反向输送。 2双向H桥DC/DC变换器拓扑分析 2.1双向DC/DC变换器 按照双向DC/DC变换器拓扑结构的特点，可将其分为隔离型和非隔离型两种。其中隔 离型拓扑主要包括：反击式变换器，正激式变换器，推挽式变换器，桥式变换器以及其他一 些混合式的隔离型变换器。 而非隔离型拓扑主要有：双向Buck/Boost变换器，双向Buck-Boost 变换器，双向Cuk变换器

10、，双向Sepic/Zeta变换器。上述的隔离型变换器和非隔离型变换器 都可以实现能量的双向流动。其中隔离型双向DC/DC变换器虽然可以实现输入输出侧大变 比，同时也能够满足在不同功率等级时的应用需求，但当应用与输出侧低压，大电流的场合 时，存在着运行效率低以及变压器设计困难的问题。然而，非隔离型变换器虽然也可以满足 不同动率等级时的应用需求，并且能够实现输出侧低压大电流的应用需求，但只能工作是电 压转换比小，即当输入侧和输出侧电压差较大时，难以在PWM占空比很小时对其进行精确 的调节。故在设计本次锂电池化成系统中所需的双向DC/DC变换器时，根据实际需要，一 方面要满足在变压比很大时，实现对输

11、出侧电压精确调节的目的，同时也避免了对隔离变压 器的设计，故最终采用了可实现宽范围输出的双向H桥DC/DC变换器的主电路拓扑，如下 图2.1所示： 2.2双向H桥DC/DC变换器结构分析 双向H桥DC/DC变换器的拓扑结构主要由4个桥臂组成，每个桥臂主要由一个 MOSFET开关管和一个反并联二极管构成，将VT1和VD1构成的桥臂成为桥臂 1,其他依 次类推。通常把1,4桥臂作为一对，2,3桥臂作为一对，控制一对桥臂同时开通或关断。 双向H桥DC/DC变换器可以看做是两个双向Buck/Boost变换器输入端并联，输出端串 联而成的一个复合型变换器，这样的结构可以有效的扩大变换器的容量，以便适用于

12、不同容 量等级需求。现将双向H桥DC/DC变换器的输出电压设为 Uo,输出电流为Io,同时在直角 坐标系中以I0为横坐标，为U。纵坐标，那么上述变换器可以实现电压，电流均可逆的四象 限运行。在第I,n象限工作时，通过调节VT1VT4的开断状态，可以实现 Uo0, Io可逆 的二象限DC/DC变换器，同理在川、W象限工作时，可实现UoO, Io可逆的二象限DC/DC 变换器。由于在锂电池充放电过程中的四种状态分别为恒流充电，恒压充电，涓流充电和恒 流放电，故前三种充电状态都工作在第一象限，最后一种放电状态则工作在第二象限。现根 据双向H桥DC/DC变换器工作状态对其进行分析：设变换器中各VTi的

13、导通占空比为 Di 在正常工作状态下， VTiVT4同时导通，占空比为Di和D4；VT2,VT3同时导通，占空比为 D2和 D3，两对桥臂驱动波形彼此互补切带一定死区为Ds则输出电压表示为： Uo Uo1 Uo2 Uoi UiDi Uo2UiD2 则得到输出电压与输入电压之间的关系式为： Uo Di D2 Ui 由以上公式可得：改变两个占空比Di和D2之差就可以实现对输出电压进行宽范围的调 节的目的。 此外由于占空比 Di和D3之间存在着一定的关系，即： i Di D 2 Ds 由此可见，在实际中只需要调节一个占空比，就可以实现对输出电压进行调节。当蓄电 池需要进行充电时， 直流侧48V作为输

14、入，电池侧i2i4V的输出；当蓄电池需要进行放电 是，可以通过控制 Di, D2之差，使双向H桥DC/DC变换器工作在逆变状态向直流侧放电。 2.2双向H桥DC/DC变换器工作状态分析 2.2.i正向工作状态模型分析 双向H桥DC/DC变换器在正向工作模式下，一个开关周期内，共有2个开关状态。由 于在给电池化成是，主电路的输出电流应该与电池充电给定电流方向相同，同时应保持充电 电流连续，故以下只讨论电流正向， 连续的工作状态。变换器输出电流正向，连续时电流立 项工作波形如图2.2所示。 U U VD4 VD3 此时变换器中 VTi,VT4处于导通状态，VT2,VT3处于关断状态，48V的直流电

15、源 Ui连接 着变换器的输入端，电流经48V电源正端，VT1,滤波电感L1，输出端蓄电池，滤波电感 L2, VT4回到电源负端。在状态 1内，由于输出端电流为正，电感承受正向的电压，电感电 流直线上升。在这段区间内，48V电源输出能量，蓄电池两端电压和电流都是正向，故从直 流源吸收能量；同时电感两端的电压和电流都是正向，故处于储能状态。因此，在状态1 阶段内直流源给电感和电池传输能量。对电感两端电压Ul，电流iL计算如下： dt .Ui Uo , diL UlL - 1Ui Uo Il min (Ui Uo)dt1ot I mi 2L 12L 在ti时刻时，VTi和VT4关断，此时电感上电流达

16、到最大值 Imaxo VD3 VD4 此工作状态VT2,VT3处于导通状态,VTi,VT4处于关断状态。由于电感电流不能突变，流 过蓄电池和电感上的电流Io方向不变，VT2,VT3工作在反向导通，48V的直流电源 Ui连接 着变换器的输入端，电流经48V电源负端，VT2,滤波电感Li，输出端蓄电池，滤波电感 L2，VT3回到电源正端。在这段时间内，电源电压时正向的，电流时反向的，故有能量向直 流电源反馈；与此同时电池两端电压和电流都为正，故电池处于充电状态；电感两端电压时 反向的，电流为正，故其能量减小，电感对电源和电池释放能量。对电感两端电压Ul，电 Ul Ui Uo L diL dt 在T

17、时刻时，电流下降到最小值 1 min : I min UI 2l of f max 流Il计算如下： 在变换器实际工作中，需要考虑死区时间。 如何没有死区时间， 可能会出现上下桥臂同 时导通的状况，导致 48V直流母线短路。为了防止上述现象，确保功率开关管的可靠关断， 需要在驱动信号内加入死区时间，相应的死区时间内工作等效电路如图2.5所示： VD3 VD4 死区时间是工作在状态 1和状态2之间，VT 1,VT2VT3,VT4处于都不导通的状态，电流 的方向和状态2类似，经48V电源负端，VD2,滤波电感Li,输出端蓄电池，滤波电感 L2, VD3回到电源正端，处于续流状态。可见死区时间和状态

18、 2的结果是一样的， 故理论上把死 区时间计算在状态 2中。 上述是对电池充电状态时的分析，可得，能量从48V直流母线正向流动到电池内，电 池能量一直增加。 2.2.2反向工作状态模型分析 双向H桥DC/DC变换器在反向工作状态时，一个开关周期内，也有2个开关状态。与 正向工作状态时相反， 主电路的输出电流与蓄电池的给定充电电流方向相反，同时为了保证 持续可靠工作，现分析电流处于连续工作的状态。 电流反向，连续时，反向工作状态时的理 想输出波形如图2.6所示： Ug2、Ug3 图2.6反向工作输出波 状态1 ( Oti)：等效电路如图2.7所示： VD3 VD4 当双向H桥DC/DC变换器工作

19、在反向工作， 状态1时，VT 2,VT 3处于导通状态，VTi,VT4 处于关断状态。48V的直流电源Ui连接着变换器的输入端，电流经 48V电源正端，VT3, 滤波电感l2，输出端蓄电池，滤波电感Li， VT2回到电源负端。在状态 1内，由于输出端 电流为负，电感承受的电压为负，流过电感的电流反向上升。在这段时内，48V电源的电压 和电流都为正向，所以向外输出能量；蓄电池两端的电压为正，电流反向，故蓄电池输出能 量；而电感两端的电压和电流都是反向的，故电感处于储存电能的状态。按上述分析，在状 态1阶段内直流源和蓄电池给电感传输能量。 状态2:等效电路如图2.8所示: VD3 VD4 双向H桥

20、DC/DC变换器工作在反向工作状态2是，VTi,VT4处于导通状态，VT2,VT3处 于关断状态。48V输入电压加在输出端，由于电感中的电流不能突变，流过蓄电池和电感的 电流为负，VT i ,VT 4工作在反向导通，48V的直流电源Ui连接着变换器的输入端，电流经 48V电源负端，VT4,滤波电感L2，输出端蓄电池，滤波电感Li, VTi回到电源正端。在这 段时间内，电源电压时正向的， 电流时反向的，故有能量向直流电源反馈；与此同时电池两 端电压为正，电流都为负，故电池处于放电状态；电感两端电压正向，电流为负，故其能量 减小，电感和电池对电源反向传输能量。 与分析正向工作状态时的死区工作状态相

21、同，死区时间内VTi,VT 2VT3,VT4处于都不导 通的状态，电流的方向和状态 2类似，经48V电源负端，VD4，滤波电感L2,输出端蓄电 池，滤波电感 Li, VDi回到电源正端，处于续流状态。可见死区时间和状态 2的结果是一 样的，故理论上把死区时间计算在状态 2中。 上述是对电池放电状态时的分析，可得，能量从电池反向流动到48V直流母线内，电 池能量一直减小。 3硬件电路分析设计 3.1器件参数选择分析 本装置的主要技术指标：变换器的额定功率为2kW，充电时输入电压为 48V，输出电 压为12V14 V,输出电流020A，开关频率100kH Z;工作在恒流放电时，最大放电电流20A，

22、 当蓄电池电压低于10.4V时停止放电，转为停机状态。 3.1.1主开关管的选择 在选择功率开关管的时候，主要考虑开关管的额定电压、额定电流以及内部寄生二极管 等参数。结合实际需求以，本次双向H桥DC/DC变换器选择 MOSFET作为开关器件。考 虑到直流侧输入电压为 48V，开关管能安全工作时一般留有2倍的电压裕量96V。根据市场 上各MOSFET的参数表，选择额定电压大于150V的MOSFET开关管。由于本次系统的最 大充电电流设定为 20A，留取23倍的电流裕量，选取额定电流大于60A的功率管。在寄 生二极管的选择时，需要考虑开关频率，在100kHZ的开关频率工作时，需要寄生二极管具 有

23、较快的反向恢复能力，同时能承受较高的反向电压。 结合上述因数，最终选择了Fairchild公司的FDP2532作为主开关管，参数如表3.1所 示： U ces I c t on toff tr tf rDS 150V 79A 69 ns 39 ns 30 ns 17 ns 14m Q 表3.1 FDP2532主要参数 3.1.2滤波电感参数的计算 (1)电感值计算 滤波电感在电路输出端起到稳定输出电流，降低电流纹波的目的。 根据需求，本次设计 电感电流的波动范围在 10%1。内。以下给出电感值计算： 在一对开关管，如VT1,VT4导通时，一个电感L1或L2两端的电压值为(Ui-Uo)/2，故:

24、 UL Ui u。 2 di dt 式中dt为一个周期内的导通时间，则电感L的表达式为: Uo)D1T 2di 为了保证电感在临界情况下电流连续，需要满足: 1dt io 2 将上述公式带入电感表达式，可得: L Ui U。Di 4 fio 为了使滤波电感电流连续并且电流最大纹波值在10%1。，电感值为: Ui Uo 2Uo Ui 4fiUi 56.25 H (2)电感磁芯选择 电感电流中直流分量较大，交流成分较小，工作在连续状态。综合考虑磁芯工作状态、 损耗和体积，选择采用宽恒磁导率、高饱和磁通的磁芯材料，本文选用由浙江科达磁电有限 工作提供的3种磁芯材料，型号分别为KS141-060A,K

25、S157-040A,KS141-060A,KS157-026A 三种电磁铁芯材料相同，大小不同。为了验证滤波电感对输出性能的影响，实验中将分别实 验不同电感的工作性能。 3.2硬件电路分析设计 3.2.1驱动电路分析设计 (1)PWM发生电路 由双向H桥DC/DC变换器拓扑结构可知，为了驱动2对工作相位相差180。的MOSFET 功率管，需要双脉冲才能够满足条件；同时，为了降低滤波电感的体积，本次采用了提高开 关频率的方法，最终采用了常用的 PWM发生器SG3525芯片。SG3525是 讶申性能优良、 功能齐全和通用性强的单片集成 PWM控制芯片，它简单可靠及使用方便灵活， 输出驱动为 推拉输

26、出形式，增加了驱动能力； 内部含有欠压锁定电路、软启动控制电路、 PWM锁存器， 有过流保护功能，频率可调，冋时能限制最大占空比。 具体的PWM发波电路如图3.1所示： CD4052 D9 R15 R16 C47 12 15 X0 X1 X2 X3 13 C43 H C44 C18 C29 5 C46 R58 PGND 2 A p 1 R56 RP5 R56 PGND R43 R11 R12 PGND A B 4 6 10 9 Y0 Y1 Y2 Y3 INH A B 3 COM R44 D VEE +5V供电 V(-) VREF V(+) VI CLOCK OA OSC VC CT GND R

27、T OB SHD CS COM 1 16 2 3 14 4 13 12 11 10 D14SG3525 +5V +15VT 15 R34 w J PGND 1 C10 T PGND C31 9|COM D15A 2 74HC14 图3.1 PWM波发波电路 从检测端输出的电压或电流反馈值和电压或电流给定值分别输入到SG3525内部误差放 大器的两端，即1脚和2脚；同时，通过1脚链接一个CD4052芯片，再链接到 SG3525的 9脚，即内部误差放大器的输出端，构成一个模拟PI调节器。SG3525的5脚外接电容和6 脚的外接可调电阻可以用来改变PWM波的频率。SG3525的13脚为输出端，通过将

28、 11脚 和14脚短接，可实现其占空比的可调范围为01，具体占空比由1脚和2脚电压差决定。 （2）死区产生电路 在双向H桥DC/DC变换器中，由于开关管的结电容的存在，其两端的驱动电压不会突 变，需要一定的延时，故在开关管开通和关断时，都存在一定的延时时间。由于，上下桥臂 上的两个开关管的驱动信号是反向的，如果在一个开关管关闭的同时，立即开通另一个开关 管，由于延迟的存在，可能会出现两个开关管同时导通，即上下桥臂同时导通的情况，那就 相当于48V直流侧直接接在两个开关管的两端，会产生很大的电流，使器件损坏。为了避 免上述现象的发生，需要在开关管的驱动信号中加入一段死区时间。死区产生电路如图3.

29、2 所示： 图3.2死区产生电路 本次死区产生电路的原理是由RC组成的充放电延时电路，整个过程如下：1端输出严 格高低电平的PWM驱动波形，经过反相器，输入到一个缓冲器中，经过一个RC电路时， 在高电平时以t =RC勺时间参数对电容进行充电，输出端的驱动波形以指数形式上升，当达 到电容充满时，保持高电平；同理当RC电路输入端为低电平时，电容通过电阻进行放电， 输出电平缓慢下降至低电平，并保持。可见，通过上述充放电过程，驱动波形得到后级迟滞 比较器处理，形成两路互补带死区的PWM驱动波形，通过调节合理的电容和电阻值，调节 时间参数，就可以实现对死区时间的调节。 (3 )驱动电路 PWM经上述死区

30、产生电路处理后还不能用于MOSFET的驱动，主要原因是其电压峰 值为5V左右，如果直接用于驱动开关管，不能保证开关管的正常有效导通，故需对PWM 驱动信号进行处理，使其电压能够达到满足驱动开关管的要求。故采用以芯片IR2110为核 心的驱动电路，将 5V左右的PWM波转换为用于 MOSFET驱动的12V左右的PWM波。 图3.3为驱动电路： G1 PGND 图3.3驱动电路 上图为驱动电路的拓扑，为了驱动4个开关管，需要2个IR2110芯片，每个芯片输出 相反的两个信号，分别用于驱动一个上下桥臂的MOSFET。当LIN为高电平，HIN为低电 平时，D1芯片中的Gi输出低电平，开关管 VTi关闭

31、，G2输出高电平，开关管 VT2开通； 而D2芯片的LIN和HIN相反，故G3输出高电平，开关管 VT3开通，G4输出低电平，开关 管VT4关断。利用上述驱动电路，可以成功驱动双向H桥DC/DC变换器的4个MOSFET 开关管。 （4）状态切换电路 电池的充电时有三个过程，放电时有一个过程，由于每个状态的给定电压或电流值都不 同，需要通过上位机发送命令控制其各个过程的选择与切换，同时需要对比反馈值来控制占 空比。上述功能主要通过 CD4052以及外围电路选择不同工作状态时的给定值，具体电路如 图3.4所示： CD4052内部有两组传输门，输入 X0、XI、X2、X3经过一传输门和输出 X相连，

32、输 入Y0、Y1、Y2、Y3经另一传输门和输出端 Y相连，控制端 A、B的不同组合来确定选中 所需状态的信号。Y值为4中状态的给定值，X值为电路采样的反馈至，通过两者比较，实 现闭环控制。 （5）电压电流采样电路、保护电路 对双向H桥DC/DC变换器采用闭环控制，以达到稳压或稳流的目的。因此，需要对蓄 电池两端的电压和电流值进行实时采样监控，将采样值经电路处理后与各个状态的给定值做 比较，通过差值来控制 PWM驱动信号的占空比，从而实现对电路的闭环控制。 由于在电路设计时，将模拟端和数字端隔离的方式，故对电压电流的采样都分为模拟采 样和数字采样两部分。模拟电压采样采用分压电阻法，具体电路如图3

33、.5所示： 图3.7电阻分压采样电路 在蓄电池两端进行电压采样，通过电阻分压后得到两个电压Uo1和Uo2，通过比较器得 到两电压的差值，经放大后得到采样电压U2,输入到CD4052的反馈端，实现电压的闭环 控制。 数字端的电压采样采用LV28-P霍尔传感器，电路拓扑如图3.8 所示 态切换。由于霍尔传感器通过采样电阻得到一个采样电流，同样输出的是电流信号，其比为 1000:2500，原边额定电流为 10mA,故为了保持测量的精度，要是采样电压除以采样电阻和 内阻的值在10mA附近，故选择1kQ的采样电阻。 电流采样运用LA55-P霍尔电流传感器，通过霍尔传感器在主电路输出端的采样，将其 输出值

34、经电流采样处理电路后，数字侧输出给单片机，模拟测输入到反馈值和保护电路。具 体电路如图3.9，图3.10和图3.11: PGND 图3.10模拟采样电流处理电路 图3.11数字采样电流处理电路 霍尔电流传感器的变比为 1000:1 ,即采样为1A时，采样输出为1mA。经传感器得到的 电流信号l_bat和l_bat_CPU，通过电阻R47和R48,将电流信号转化为电压信号，通过一 个跟随器将其输入到 CPU或是作为回馈值输入到 CD4052的电流反馈段。AD采样时需注意 的是：采样输入值不应大于 3V，以免损坏单片机。通过 AD电压和电流采样的处理电路有 所不同是因为输出电压恒为正，而输出电流可

35、能为负， 故电流采样处理电路需要一个上拉电 压。 电路的保护除了软件保护盒保险丝之外，还需要额外的保护电路，当电流超过一定值时， 通过硬件电路将驱动电路关断。具体电路如图3.12所示： 图3.12电流保护电路 经霍尔电流采样输出的电流信号I_bus进电阻转换为电压信号，当其值大于由R23和 R30分压得到的放大器反向输入端电压时，SD为正电平，接到IR2110的SD端将其关闭， 不再输出驱动信号。同时 Over1和SD相反，在死区电路中关闭输入到IR2110的信号，达 到电流保护的作用。才外，保护电路具有自恢复能力，当电流小于一定值时，能重新恢复驱 动的工作。 以上就是对双向H桥DC/DC变换

36、器中的各个关键硬件电路的具体分析，包括了开关管 选择、滤波电感选择、驱动电路、死区电路、信号选择电路、电压电流采样电路和保护电路。 4系统结构与控制 4.1系统结构 整套蓄电池化成系统如下图4.1所示: 图4.1蓄电池化成系统结构图 系统由48V直流母线，双向 DC/DC变换器和上位机监控组成，每套双向DC/DC变换 器对应一组需要化成的锂电池，锂电池数量根据整体容量匹配而定。通过控制双向DC/DC 变换器来控蓄电池和 48V直流母线之前的能量流动。当要对蓄电池进行充电时，上位机通 过通讯RS485总线向DC/CD变换器发送充电指令。此时，48V直流母线通过 DC/DC变换 器向蓄电池提供能量

37、，DC/DC变换器通过实时监控蓄电池两端的电压和流过蓄电池的电流 来进行恒流充电，恒压充电，恒压均充三种状态的切换，以满足智能充电曲线的要求。当蓄 电池需要放电时，通过上位机发送放电指令， 蓄电池中的能量通过 DC/DC变换器回馈到48V 直流母线。当放电电压低于设定值时，单片机发送停机指令，整套系统停止工作。 4.2控制系统结构 双向H桥DC/DC变换器的系统控制擦用模拟电路与数字电路相结合的模式，功能主要 包括：实时采样、监控、调节驱动、保护控制。上述功能是通过单片机P89LPC938芯片与 硬件电路配合完成的。控制器采用的是 PI控制器。具体控制结构图如图 4.2所示： 图4.2控制结构

38、图 通过采样电路在 DC/DC变换器的输出侧，即蓄电池两端，进行实时采样。将电压、电 流采样值经处理电路后，模拟部分输入到 CD4052反馈值端口，数值部分链接单片机 AD采 样引脚后输入到单片机。单片机根据上位机的指令以及采样得到的数值，控制CD4052的状 态选择电路，并在电流或电压达到设定值时进行状态切换。CD4052根据单片机给定的状态， 选择相应状态的给定值，与采样检测值对比，通过PI调节电路，将信号发送给 PWM波发 生器SG3525。SG3525产生的PWM波经死区产生电路产生死去时间，再经驱动电路提升驱 动电压，最终用于驱动 4个MOSFET开关管。在整个过程中，单片机会将采样

39、数据实时发 给上位机，并在上位机上显示。同时，在Ui的负端会对电流进行采样保护，如果超过设定 值，将会切断驱动信号。 在单片机的程序中同样也设定这输出端电压和电流保护，当其值超 过设定值会发送停机信号给CD4052，是整个电路停止工作。 4.3 DC/DC变换器控制方法 为了提高变换器的静态性能和动态性能，本套系统对DC/DC变换器采用了负反馈闭环 控制。在稳定性上系统能够抑制输入电压变化、负载改变和外界干扰等因素的影响，稳定系 统的输出值；同时在动态性能上，超调量和调节时间需要满足系统的设定。整套系统根据蓄 电池在不同状态时，对电压或电流进行采样监控，通过补偿电路和校正装置构成闭环系统。 4

40、.3.1电压控制模式 电压控制模式主要用于恒压充电和恒压均充两种状态，将蓄电池两端的电压值经电阻分 压法采样后，经采样处理电路后作为反馈量输入到CD4052的反馈端，构成系统的电压控制 环。基本原理如图 4.3所示： 采样网络 传递函数 图4.3电压闭环控制图 V，与参考电压 VRef比较, 系统对输出V。进行采样，经采样传递函数得到电压信号值 算出误差信号 Ve，经PI调节器，调节脉冲宽度调节器实现闭环控制。 4.3.2电流控制模式 与电压控制模式相似， 电压控制模式主要用于恒流充电和恒流放电两种状态。通过霍尔 传感器将主电路中的电流值采样经处理后，作为反馈量输入到 CD4052的反馈段，构

41、成系统 的电流控制环。基本原理如图 4.4所示 图4.4电流闭环控制图 输出电流经I/V转换器得到电压信号Vr,电压信号Vr经采样网络传递函数转为电压值 V，与电流环的给定比较得到误差信号VCA作为电流控制器的给定值，经脉宽调节器调节驱 动占空比，实现系统的电流闭环控制。 4.4软件设计 实现功能： 单片机接受上位机的命令信号，期间要实现站号的比较，单片机只会接收到三种命令： 充电、放电和上传数据。若接收到的是充电命令，即恒流均充、恒压均充、恒压浮充，这三 个阶段是按顺序依次完成的， 每个阶段都必须经过，三个阶段的转换由单片机检测输出电压、 电流值来切换，在前两个阶段，它们的结束时间是由检测出

42、的电压、电流值来决定，当检测 值到达给定值时该阶段就结束进入下一阶段，而恒压浮充阶段理论上是要一直进行充电的。 放电过程的结束时间也是由检测的电压、电流值来决定，当检测值小于给定值时就结束放电 阶段。 设计思路： 首先对89LPC938单片初始化，包括I/O、A/D采样、变量、函数及定时器等的初始化。 在对单片机I/O初始化设置需要注意，除特殊功能的3个I/O 口外，其余每个I/O都可以通 过软件配置为：准双向、推挽、输入和开漏四种输出类型之一，需要对每种类型和实际电路 功能结合进行合理配置，否则会出现输出异常现象，如端口电平过高、通信数据丢失等现象 发生。单片机的看门狗功能可以防止程序跑飞，

43、保证单片机的可靠工作，因此需要初始化看 门狗功能，并定时喂狗。利用单片机定时器0来产生10ms的中断，10ms中断产生后就进 入A/D转换状态，完成对电感电流和蓄电池两端电压的四次检测。在A/D转换程序中，定 义了 A/D转换结束标志位Flag_AD，当A/D转换结束使能该标志位。主循环中会不断地判 断该标志位是否被使能，若检测到该位被使能，首先判断采样电压电流是否在允许范围内， 若超过，则发出保护信号关闭功率管驱动PWM波；若没有，就会判断检测的电压电流是否 达到了预先设置的状态切换给定值，若达到，则进行状态的切换。 利用串行口中断来实现单 片机与上位机的数据通讯，当进入串行口中断时就表示有

44、数据需要与上位机通信传输。若中 断接收标志位RI置1，则表示单片机要接受数据，程序就进入接受处理程序中，在此过程 要判断接收到的数据的正确性且要确保该命令是下发给该单片机的，当接收处理结束后清中 断标志位；若发送标志位 TI置1，则表示单片机通过 SCI串口向上位机传送的数据已经发 送完，可以发送下一个数据。 5实验调试与结果分析 5.1实验平台搭建 制作完成双向H桥DC/DC变换器的样机后，需对其性能进行测试。首先搭建实验平台， 主要由以下几部分组成： 1）4节12V，4AH蓄电池，串联作为 48V供电端。 2）6节2V，100AH蓄电池，串联最为输出端，模拟实际工作时的锂电池。 3）最大电

45、阻10Q,最大允许电流14A的可调电阻。 4）一块调试样机。 5）上位机：PC机，用于发送指令，实时监控。 6）开关与若干导线。 除了上述设备，实验需要其他的设备有：高进度数字万用表，示波器，信号发生器，15V 辅助电源，可编程稳压电源。 调试样机的主要参数为： 1 ）直流输入侧电压 48V。 2）输出侧电压 12V14V。 3）输出电流 020A。 4）开关频率100k。 5）滤波电感 56.25mH , LA55-P霍尔电流传感器，LV28-P霍尔电压传感器。 整个平台实物如图 5.1和图5.2所示： 图5.1实验平台 图5.2输入侧，输出侧蓄电池 5.2样机调试 5.2.1供电电源调试

46、首先测试的是双向 H桥DC/DC变换器主板上控制电路的供电电源。由于整个系统由模 拟电路和数字电路两个模块构成，为了确保各器件稳定可靠运行，采取将模拟电源和数字电 源分开的方式。模拟电路主要包括：状态切换电路，死区产生电路，驱动电路，模拟部分采 样电路和保护电路等。数字电路主要包括：P89LPC938单片机电路，数字部分采样电路等。 数字电路与模拟电路连接的部分，通过光耦合器件TLP521传输到模拟电路。调试时，接通 控制电路电源后，首先将万用表的黑表笔接到模拟地，再用红表笔依次测量供电端器件 LM7805的3脚Vout端，其输出应为5V;再测试REF3033的2脚Vout端，其输出应为3.3

47、V。 数字电路的供电端主器件为LM317，测试时，需要将接地端换到数字地，然后测试LM317 的2脚Vout，其输出电压应为 3.3V。测试完供电电路，并确认其能正常工作后，下一步进 行控制电路各个芯片供电端的电压值。模拟电路芯片中主要测试的是：状态选择芯片 CD4052，PWM波发波芯片SG3525，反相器芯片74HC14，四输入与门芯片 74HC21，驱动 芯片IR2110,运算放大器LM258，电压比较器LM393。数字电路芯片包括： P89LPC938单 片机，运算放大器TL062。 在测试过程中遇到一的问题： 1）部分REF3033的3.3V输出端实际输出电压为 3V，由于此电压值用

48、于状态给定值， 调节各个给定的滑动电阻同样可使电路正常工作。 2）在给功率开关管背部加上散热器时，没有考虑到绝缘问题，导致控制电路中部分管 脚短路，使得供电电源芯片损坏。 3） 在测试时，由于误操作，表笔同时接触了 LM317的2脚和3脚，导致电路中部分元 器件损坏。 解决上述在测试过程中发生的问题后，控制电路的供电电源可以正常工作。 522驱动信号调试 在供电电源调试完毕后， 将控制电路所需的各个芯片安装到主电路中，进行功率管驱动 波形的测试。由于在正常状态下，CD4052的状态选择信号为：0 0,芯片工作在停机状态， 使得PWM波发波芯片SG3525不在工作状态，故需要给 CD4052的状

49、态选择端一个信号， 使其能工作在某一个充电或放电状态。在实验时，选用一台可编程稳压电源给CD4052的状 态选择端供电，使其工作在恒流充电状态。SG3525的1脚反向输入端为电流反馈值，2脚 正向输入端为经 RP2可调电阻后的给定电压，输出端 13脚可得到PWM波形。SG3525输 出的PWM波形经两个反相器后得到两个互补的PWM信号，通过死区电路后两个互补的 PWM信号都会产生一定的死区区间，经两个四输入与门电路相互关断和工作保护输入，输 出到驱动信号将PWM波放大，最终输出给功率开关管的驱动。 在调试过程中发现一些问题，如： 1） PWM信号经死区产生电路后就消失了，后发现由于保护电路中L

50、M393出现故障使 得输出的保护信号关断了与门电路，使输入到驱动芯片IR2110的信号为0。 2）另外还需要考虑单片机保护信号，在不安装单片机时，由于连接单片机的各个输出 管脚为0，通过光耦隔离后恰好能使单片机保护不起作用。 3）虽然系统正常工作状态为闭环控制，然而在调试时则须要首先进行开环调试，因为 如果连接的闭环，在主电路没有上强电的情况下，闭环会使占空比一直变大，直至极限。 解决上述问题后，通过示波器接到栅极与漏极之间， 观察到驱动波形正常， 并且能够过 调节给定可调电阻实现驱动波形占空比的变换。此外在实验中还测定了死区时间， 具体如表 5.1，图5.3所示： G1百分比 G2百分比 死

51、区百分比 输出电压 45.7 38.1 16.2 2.89 47.2 36.4 16.4 4.017 49.6 34.3 16.1 5.37 50.8 32.4 16.8 5.974 53.5 29.9 16.6 6.77 55.1 28.3 16.6 7.175 57.9 25.4 16.7 8.854 58.4 24.6 17 9.775 表5.1死区时间表格 希丽捺亠卡丽丁雨他曲耐五石 图5.3死区时间 通过示波器两个信号探针，测定了上下桥臂两个开关管的驱动波形的占空比，去平均值 后得到死区时间约占一个信号周期的16.55%，能够保证开关管在开断过程中避免上下桥臂 直接导通的问题。 5.

52、2.3单片机程序，VB工程调试 将单片机安装到 PCB板中，将之前编写的程序写入到单片机内。程序写入后，首先进 行单片机与上位机通讯的调试。在VB工程调试之前，采用串口调试助手程序，观察单片机 能够实时采样，并能否成功的将数据发送给上位机。在调试过程中由于 AD采样的值可能会 发生变化，为了观察传输的数值能否稳定，可以在程序初始化时人为设定一个值， 观察串口 调试助手接收到输出是否始终一样。在单片机能够正常发送数据后。进行VB工程的调试。 VB主要的功能为：发送充放电状态指令，实时接受单片机上传的输出并处理后显示出来。 在调试时，通过发送各种状态指令， 观察状态信号指示灯是否能够正常切换，同时

53、输出的驱 动波形是否按照给定值变化。 经过上述调试过程，样机已具备了一下功能： 1）接受上位发送的指令，并按指令切换工作状态。 2）实时进行AD采样，并将数值发送给上位机。 3）根据电路的电压电流，自动切换充放电状态。 5.2.4保护与采样电路测试 主电路中加入了过流保护电路，单片机程序中也有过压过流保护，为了测试保护电路和 程序能否正常工作，通过给定一个电压信号，观察电路自切断功能。运用一个信号发生器， 在电流保护采样的采样输出端给定一个电压信号，并将示波器接到功率管的驱动端。首先用 上位机发送恒流充电指令，样机接受指令后正常输出驱动波形，此时，信号发生器发送一个 方波。经测试，当方波的电压

54、值大于 0.9V时，保护起作用，当方波的电压值低于 0.488V时, 电路能恢复工作。通过计算，0.9V换算到主电路输入侧的电流为18A。运用同样的方法， 将信号发生器接到各个 AD采样的输入端，通过观察，程序能够实现过压过流关断功能。 采样电路的测试主要包括: 1）输出端电压经分压电阻后得至0 的反馈电压 U2，输出端电压经霍尔电压传感器 LV28-P采样输入到单片机的电压值 AD0。通过测后, 得到以下数据，如表5.2和图5.4所示 输出电压 U2 AD1 9.28 1.98 0.96 10.62 2.28 1.11 11.64 2.48 1.2 12.3 2.64 1.25 13.13

55、2.84 1.34 13.9 3 1.46 表5.2 输出电压，U2 , AD1数据表 图5.4输出电压与U2, AD1关系曲线 得到上述数据后通过生成曲线，可以看到在电路工作电压范围附近，输出电压与模拟, 数字采样值成很好的线性关系。 2）输出端电流经采样输出电路 l_bat，处理后得到的反馈至12。经测试得到以下数据, 如表5.3和图5.5所示: 输出电流 l_bat I2 0.058 0.01 1.65 0.775 0.032 1.667 1.72 0.08 1.668 2.38 0.114 1.678 3.48 0.17 1.704 表5.3输出电流， l_bat, I2数据表 1.

56、5 1 0. 3 0 C -1-12 亠 * 1234 图5.5输出电流与l_bat，I2关系曲线 3）另外，由于单片机的 AD采样存在着一定的误差，如果纯粹按照电路突破结构对采 样值进行换算的话， 会存在很大的误差。 为了保证监控的数据的准确性，先采用通过仿真器 测得AD采样数据与实际数据相比较的方法，算出其线性关系，将此关系输入到单片机和 5.4和图5.6所示： 输出端电压 单片机采样值 0.021 11 1.014 45 2.034 75 3.065 108 3.992 140 5.001 171 6.057 205 6.997 235 8.295 277 9.376 315 11.28

57、8 379 12.411 412 13.319 441 14.065 471 表5.4输出电压与采样值数据表 VB工程的换算公式。数据表 输出端电压 图5.6输出电压与采样值的线性关系 从上述线性关系中得到单片机程序的换算公式为AD1=32.754*U1 + 10.312 ； VB换算公 式正好相反，为 5= AD1 * 0.0305 - 0.2148 ;在得到此公式后，通过将程序写入单片机，进 行通讯后，发现显示的电压数值与实际值相差在0.1V左右。 同样，电流AD采样也存在着相应的误差，为了纠正误差，按照实际电流与采样值对比 线性关系可得两者的线性关系，数值如表5.5和图5.7所示： 输出

58、端电流 0.113 0.702 2.75 3.367 4.178 4.612 5.209 o o o o o o O O8G42O8 6 5 5 5 5 5 4 2s 输出謂电溢 单片机采样值 525 531 545 556 562 571 582 表5.5输出电流与单片机采样值数据表 图5.7输出电流与采样值的线性关系 观察上述曲线，发现电流与采样值的一次线性关系不是很理想，在电流变换过程中， AD采样值变换不明显，并且存在着一定的误差。通过分析电路后可知，在电流采样处理电 路的输出端，采用的是加上拉电压再电阻分压的方法，所以AD0=（3.3+51*l_bat_CPU）/2 ，这 样的设计时

59、为了保证电流为负的时候也能够进行采样，但是随之发送的问题就是得到采样值 的变换范围过小。而电压采样中却没有碰到这样问题的原因是，电压采样输出端没有采用上 拉压电后分压的方法，输出值AD1=51*V_bat，保证了采样值的很宽的范围内变动。 经反复测量后得到输出电流与采样值在单片机内的关系式：I=15.438*AD0+512.19 ;在 VB工程中的关系式为：AD0 = I * 0.0648 - 32.969。 5.2.4开环、闭环测试 完成对双向H桥DC/DC变换器控制电路的调试后，可以在输入侧与输出侧通强电进行 开环测试。具体过程如下： 1）接通控制电路电源。 2）上位机发送充放电指令，观察

60、驱动输出波形是否正常。 3）在驱动波形占空比合适是，合上开关，接通输入侧输出侧。 在调试初期，为了确保安全，将占空比调节至45%左右，因为扣去死区时间，该占空 比使得输出端电压为 4V左右，同时输出端暂不接电源，而是接接一个最大阻值10Q,耐流 14A的电阻。上小节的采样值测定正是在这种工作状态下进行的。在调试过程中，逐渐减小 电阻值，并逐步增加串联2V ,100Ah的电池到输出端，最终去掉电阻，输出端为6节2V,100Ah 的电池，此时整个控制电路和主电路能够正常工作。在开环下，可以测定整个系统的充电时 的一些数值和效率，具体如表5.6所示： 输出电压 输出电流 输入电压 输入电流 效率 1