正激式开关电源的设计方案

1、22 7-3正激式开关电源的设计 中山市技师学院曷中海 由于反激式开关电源中的开关变压器起到储能电感 的作用，因此反激式开关变压器类似于电 感的设计，但需注意防止 磁饱和的问题。反激式在20100W的小功率开关电源方面比较有优势， 因其电路简单，控制也比较容易。而正激式开关电源中的高频变压器 只起到传输能量 的作用，其 开关变压器可按正常的变压器设计方法，但需考虑磁复位、同步整流 等问题。正激式适合50 250W之低压、大电流的开关电源。这是二者的重要区别！ 7.3.1技术指标 正激式开关电源的技术指标见表7-7所示。 表7-7 正激式开关电源的技术指标 项目 参数 输入电压 单相交流220V

2、 输入电压变动范围 160Vac 235Vac 输入频率 50Hz 输出电压 Vo=5.5V20A 输岀功率 110W 7.3.2工作频率的确定 工作频率对电源体积以及特性影响很大，必须很好选择。工作频率高时，开关变压器和输出 滤波器可小型化，过渡响应速度快。但主开关元件的热损耗增大、噪声大，而且集成控制器、主 开关元件、输出二极管、输出电容及变压器的磁芯、还有电路设计等受到限制。 这里基本工作频率 fo选200kHz，则 1 1 T = 一 =3 =5(is f0 200 O3 式中，T为周期，f0为基本工作频率。 7.3.3最大导通时间的确定 对于正向激励开关电源，D选为40%45%较为适

3、宜。最大导通时间 tONmax为 toNmax=T Dmax( 7-24) Dmax是设计电路时的一个重要参数，它对主开关元件、输出二极管的耐压与输出保持时间、 变压器以及和输出滤波器的大小、转换效率等都有很大影响。此处，选Dmax =45%。由式(7-24), 则有 电压Vo更小。 图7-26“等积变形”示意图 根据式（7-25）,次级最低输出电压 V2min为 V2 min VoVl VfT toN max 5T 0.55=i4v 2.25 式中，Vf取0.5V （肖特基二极管），Vl取0.3V。 2 变压器匝比的计算 正激式开关电源中的开关变压器 只起到传输能量|的作用，是真正意义上的变

4、压器, 绕组的匝比N为 V2 根据交流输入电压的变动范围160V235V，则Vi =200V350V, V|min =200V , N =V|min = 200 14.3 V2 min14 把式（7-25）、（7-25）整合，则变压器的匝比N为 Vim inDmax N = VoVl Vf 7.3.5变压器次级输出电压的计算 变压器初级的匝数N!与最大工作磁通密度 Bm （高斯）之间的关系为 max V|min Bm S 104 初、次级 (7-26) 所以有 (7-27) (7-28) 式中，S为磁芯的有效截面积（mm2）, Bm为最大工作磁通密度。 输出功率与磁芯的尺寸之间关系，见表2-3

5、所示。根据 表2-3粗略计算变压器有关参数，磁 芯选EI-28 ,其有效截面积 S约为85mm2,磁芯材料相当于 TDK的H7C4 ,最大工作磁通密度 Bm 可由图7-27查出。 实际使用时，磁芯温度约为 100C，需要确保Bm为线性范围，因此 Bm在3000高斯以下。 但正向激励开关电源是单向励磁, 频率而改变。此处，工作频率为 设计时需要减小剩磁 （磁复位）一一剩磁随磁芯温度以及工作 200kHz，则剩磁约减为1000高斯，即磁通密度的线性变化范围 根据式（7-28），得 N1 低 S Im in t ON max 4 10 = 2002.25104疋 26.5 匝，取整数 27 匝。 2

6、000 85 因此，变压器次级的匝数 N2为 N2 = N1/ N = N1 =27/14.3=1.9 匝，取整数 2 匝。 当N = N1/N2 =27/2=13.5。根据式（7-27），计算最大占空比 Dmax为 D max VoVfVlN VImin 5.5 0.50.313.5 200 也就是说，选定变压器初、次级绕组分别为27和2匝，为了满足最低输入电压时还能保证 输出电压正常，开关电源的最大占空比Dmax约为42.5%，开关管的最大导通时间toN max约为 2.1 ys下面有关参数的计算以校正后的Dmax （ =42.5% ）和toN max （ =2.1。同时，由式（7-26

7、） 计算的输出最低电压V2min约为14.8V。 7.3.6变压器次级输出电压的计算 1 .计算扼流圈的电感量 流经输出扼流圈的电流IL如图7-28所示，则.Il为 tON max （7-29） 式中，L为输出扼流圈的电感（ H）。 这里选.Il为输出电流I。（ =20A ）的10%30%，从扼流圈的外形尺寸、成本、过程响应 等方面考虑，此值比较适宜。 因此，按Il为Io的20%进行计算。 Il = Io 0.2=20 0.2=4A 由式（7-29），求得 A1 14.8 -（0.5+5.5） Ah = x 2 1 4.6 H 4 如此，采用电感量为 4.6 H,流过平均电流为 20A的扼流圈

8、。 若把变压器次级的输出电压与电流波形合并在一起，如图7-29所示。在tON期间，为幅 度14.8V的正脉冲，VD1导通期间扼流圈电流线性上升，电感励磁、磁通量增大；在tOFF期间, V2为幅度V；/N的负脉冲（具体分析见下文），VD!截止、VD2导通，扼流圈电流线性下降，电 感消磁，磁通量减小。输出给负载的平均电流|O为20A。稳态时，扼流圈的磁通增大量等于减 小量。 2 计算输出电容的电容量 输出电容大小主要由输出纹波电压抑制为几mV而确定。输出纹波电压.Jr由.訂L以及输出 电容的等效串联电阻 ESR确定，但输出纹波一般为输出电压的0.3%0.5%。 (7-30) （0.3 0.5 化

9、（0.3 0.5/5 15 25 V -1 r =15 25mV 100 100 又 (7-31) 己lr= Al L 汇 ESR 由式（7-31）,求得 lr 1525 ESR= L =3.75 6.25m Q Il 4 即工作频率为200kHz时，需要选用ESR值6.25mQ以下的电容。适用于高频可查电容技术 资料，例如，用8200卩F/10V的电容，其ESR值为31mQ，可选6个这样的电容并联。另外，需 要注意低温时ESR值变大。 流经电容的纹波电流Ic2rms为 A|.4 l C2rms = =厂 心 1.16A（ 7-32） 2.3 2.3 因此，每一个电容的纹波电流约为0.2A，因

10、为这里有 6个电容并联。此外，选用电容时还 要考虑到负载的变化、电流变化范围、电流上升下降时间、输出扼流圈的电感量，使电压稳定的 环路的增益等，它们可能使电容特性改变。 等效串联电阻”。ESR的出现导致电容的 ESR,是Equivalent Series Resistance三个单词的缩写，翻译过来就是 行为背离了原始的定义。ESR是等效 串联”电阻，意味着将两个电容串联会增大这个数值，而并联则会减少之 7.3.7恢复电路设计 1 计算恢复绕组的匝数 恢复电路如图7-30所示。VTi导通期间变压器 Ti的磁通量增大，Ti蓄积能量；VTi截止期 间释放蓄积的能量，磁通返回到剩磁。 4H 图7-3

11、0 恢复电路（VT1截止时） 电路中Ti上绕有恢复绕组 N3，因此VTi截止期间，原来蓄积在变压器中的能量通过VD4 反馈到输入侧（C|暂存）。由于VTi截止期间，恢复绕组 N3两端的自感电压限制为输入电压 VI 的数值，惟其如此，VD 4才能把存储在 N3中的磁场能转化为电场能反馈到输入侧。这时变压器 初级感应电压为 N, VI Vi=N31（7-33） 式中，V,是Ni的感应电压，极性为上负下正；V|是N3的自感电压，极性也是上负下正（等 于电源电压）。 若主开关兀件的耐压为 800V，使用率为 85%，即V|max -800 0.85=680V。 Vi 680-350=330V 由式（7

12、-33），求得 N V 27350 N3 _ Ni V|max = 27350 疋 28.6 匝，取整数 29 匝。 V330 2 .计算RCD吸收电路的电阻与电容 VTi导通期间储存在Ti中的能量为 式中，Li为变压器初级的电感量。 (7-34) VTi截止期间，初级感应电压使 VD3导通，磁场能转化为电场能，在R|上以热量形式消耗 掉。R中消耗的热量为 E2 = 7； T Ri (7-35) I Vdsp=V Im ax + Vi = V Im ax Ri itoN min 2 LiT (7-37) 因为Ei= E2，联立式（7-34）、（ 7-35），整理得 (7-36) 因为输入电压最

13、高 Vimax时开关管导通时间toN min最短，把上式中的V换成V imax，tN换成 toN min，加在VTi上的最大峰值电压 Vdsp为 由此，求得Ri为 VIm ax tON min (7-38) 叫s 350 又，当输入电压V Imax时，toN min为 toN min = toN max =2.i VIm ax 式（7-38）中，初级的电感量 Li是未知数，下面求解。 Al-Value值由磁芯的产品目录提供。EI （E） -28, H7C4的Ai-Value值为5950,则 (7-39) 2 Ai-Value= Li/Ni 由式（7-39）,求得J为 =5950 N；10=59

14、5027210-9 4.3mH 由式（7-38）,求得R为 1 350 4.3 105 10 (l.l6 2 28.2k Q 式中，加在 VT 1上的最大峰值电压 Vdsp取680V。 时间常数R1C1比周期T要大的多，一般取10倍左右，则 T5x10 G=10 = 103 1773pF R 28.2 10 3 .计算主绕组感应电压 当 Vmax=350V，根据式（7-33），得 27 350 V = 一325V 29 阅读资料 对于正激式开关电源来说，主开关元件导通时变压器励磁，在tN即将结束时初级绕组的励 磁电流11为Vi tN / L1。开关断开时，变压器需要消磁，恢复二极管VD 3和绕

15、组N 3就是为此而 设，励磁能量通过它们反馈到输入侧。 若绕组N1中蓄积的能量全部转移到绕组 n3中，开关断开 瞬间“安匝相等”原理仍然成立，则绕组 N3的励磁电流I3为 N1 N3 把I1=Vi tN /L1代入上式，得 N1Vi N3L1 又，绕组N3的励磁电感与绕组 N1的励磁电感的关系为 L3 2 N3 Ni L1 恢复二极管 VD3变为导通状态，变压器以输入电压V|进行消磁。为消除 h=V| toN /L1的 励磁电流I1，必要的时间类似丨讦 tON /L1，即 t = L3汉上 treL3Vi 把上式L3、I3分别用前两式代入上式，整理得 N3 L1 也- N3 N3丄 N1t0N

16、 为防止变压器磁饱和，必须在开关断开期间变压器完全消磁，则 tre - tOFF = 1 - D T N3 N1 tN 乞 1 一 D T 因此，正激变换器的电压变比限制为 比如，本例中 N1 =27， N3=29， D N1 Ni 则 N1 N3 N1 N3 27 二二 482 6x（ =0.425）。 7.3.8 MOSFET 的选用 1. MOSFET的电压峰值 根据式（7-38），计算VT i上的电压峰值Vdsp为 3 690V Vdsp=350 汉1 + 28.2 汉 103_6 72 x 10 2汉4.3汉10汉5汉10/ 实际上，MOSFET的漏-源极之间的还叠加有几十伏的浪涌电

17、压，波形如 图7-31所示。 - 图7-31 加在主开关元件上的电压 Vds波形 图7-32主开关元件上的电压与电流波形 2. MOSFET 的电流及功耗 根据变压器安匝相等原理，MOSFET的漏极电流平均值G为 | ds = I。江山=20 汇 2 1.48A N127 根据电感电流的变化量为20%，确定Ids的前峰值Ids1和后峰值Ids2分别为 Ids1= Ids 0.9=1.48 0.9 1.33AI ds2 = Ids 1.1=1.481.1 1.63A 式中，Ids1、Ids2分别是开关管导通期间前、后沿峰值电流，与电流平均值 Ids有10%的差值。 VT1的电压和电流波形如 图7

18、-32所示，VT 1的总功耗PQ1为 (7-40) Pq1 = 6X血肿 Ids1 “1 + 3 Wds(sat)汽(I ds1 + Ids2 卜 t? + Vdsp ds2 咒七3 式中，Vsat)是MOSFET导通电压，一般为在 2V以下。 采用功率MOSFET计算功耗时应注意: (1) PN结温度Tj越高，导通电阻 Rds越大，Tj超过100 C时，Rds 一般为产品手册中给出 值的1.52倍。 (2)功率MOSFET功耗中，由于Rds占的比例比较高，必要时加宽tN进行计算。即在Vm ax 时，采用toN min条件，或者Vimin时，采用toN max条件进行计算。另外，在 toFF期

19、间，由于功率 MOSFET的漏极电流极小，其功耗可忽略不计。 因为tON max =2.1 S t1采用MOSFET产品手册中给出的上升时间，t3采用下降时间。这里， 取 t1=0.1(1 s t3 =0.1(1 s 贝y t2=2.1-0.1-0.1=1.9 is 由式(7-40),求得PQ1为 FQ1=1200 1.33 0.13 1.71.331.631.9 720 1.63 0.1 5.3W Q 6 5 式中，Vds(sat)取 1.7V。 结温Tj控制在120 C,环境温度最高为 50C时，需要的散热器的热阻Rfa为 R = Tjmax Tamax (Rjc 汉 FQ1 120 -

20、50 -(1 .0 兀 5. 3 )代? /W fa=PQ=53. (7-41) 由此，需要2.2C /W的散热器，这时，由冷却方式是采用自然风冷还是风扇强迫风冷来决 定散热器的大小。散热器大小与温升一例如图7-33所示。 L I. 尸 T - Joo砂7Q503D1O0 宀】祇拥城區諜锄號状fc註肆汕 5 JO J5 2025 垂直疋裳 环境温度罚龙 计算泉件 -不带防烛铝 带防愎铝 功耗twv 图7-33 功耗与温升的关系 7.3.9恢复二极管的选用 恢复二极管选用高压快速二极管，特别注意反向恢复时间要短。 1. VD3的反向耐压 在tON期间VD3反偏，正极相当于接地， 加在VD3上的反

21、向电压等于电源电压。当输入电压 最大时，VD3反偏电压Vrd3=350V。 2. VD 4的反向耐压 在toN期间VD4反偏，加在VD4上的反向电压Vrd4为电源电压与恢复绕组感应电压的叠加， 当输入电压最高时，VD4反偏电压Vrd4为 、/、/:(29) Vd4=Vimax 汉 1 +汙=350 汉 1+右 广 726V( 7-42) Ids一x（1+K+K ）=1.1 X1.48 汇暑 一x（1+0.82 + 0.820.96A V 3A 3 或用简单公式 I 1rms = I ds JD =1.48 汇 a/0.42 & 0.96A 次级电流的有效值I2rms为 .N127 “cua I

22、 2rms = hrms 汉 =0.96 汉& 12.95A N22 恢复绕组电流的有效值13rms为 . N127 I 3rms = hrms 汉 =0.9 3； & 0.89A N329 自然风冷时电流密度 Jd选为24 (A/mm2),强迫风冷时选为35 (A/mm 2)较适宜。根 据电流的有效值， 变压器初级绕组使用的铜线 0.6，电流密度为 3.4 (A/mm 2),次级绕组使用 的铜线0.3 9，电流密度为4.8 ( A/mm 2),恢复绕组的铜线 0.6，电流密度为3.15 ( A/mm2)。 7.3.12输出扼流圈的计算 输出扼流圈用磁芯有El (EE)磁芯、环形磁芯、鼓形磁芯等。设计时注意事项与变压器 样，磁通不能饱和，温升应在允许范围内。使用的磁芯也与变压器一样，采用EI-28，电感量在 4.6 H以上。 因为流经线圈中的电流为20A，所以，使用0.5mm 9mm的铜条，电流密度为 20 0.5 9 & 4.44A/mm A1-Value之间的关系如 采用上述铜条可以计算出最多只能绕6匝。H7C4材料磁芯的间隙与 图7-37所示。 由式(7-39),需要的A1-Value值为 A1-Value= L/N2 = 4.6 210& 12710 62 查看图7-37所示曲线A1-Value值，可得间