PWM脉宽直流调速系统设计课程设计0001

1、设计题目及分析设计题目：转速电流双闭环控制的H型双极式PWM直流调速系统直流电动机： UN=48V IN=3.7A，nN=200r/min 允许过载倍数 入=2;电枢回路电磁时常Tl=o.oi5s，机电时常几=0公；PWM环节的放大倍数：Ks =4.8,;电枢回路总电阻：R=1；电枢电阻Ra=0.5。电流反馈系统 3=1.33V/A，转速反馈系数=0.05V min/r，电动势转速比 Ce=0.18V min/r。转速电流调节器输入输出限幅电nmUim =10V.采用MATLAB对双闭环系统进行仿真，绘制直流调速系统仿真框图，仿真得出启 动转速，起动电流，直流电压 Ud, ASR,ACR俞出电

2、压的波形。并对结果进行分析。直流调速系统具有调速范围广、精度高、动态性能好和易于控制等优 点，所以在电气传动中获得了广泛应用。本文从直流电动机的工作原理入 手，建立了双闭环直流调速系统的数学模型，并详细分析了系统的原理及 其静态和动态性能。然后按照自动控制原理，对双闭环调速系统的设计参 数进行分析和计算，利用Simulink对系统进行了各种参数给定下的仿真， 通过仿真获得了参数整定的依据。在理论分析和仿真研究的基础上，本文 设计了一套实验用双闭环直流调速系统，详细介绍了系统主电路、反馈电 路、触发电路及控制电路的具体实现。 对系统的性能指标进行了实验测试， 表明所设计的双闭环调速系统运行稳定可

3、靠， 具有较好的静态和动态性能， 达到了设计要求。采用MATLA软件中的控制工具箱对直流电动机双闭环调 速系统进行计算机辅助设计，并用 SIMULINK进行动态数字仿真，同时查看 仿真波形，以此验证设计的调速系统是否可行。飞双闭环直流调速系统的工作原理1、双闭环直流调速系统的介绍双闭环调速系统的工作过程和原理：电动机在启动阶段，电动机的实 际转速（电压）低于给定值，速度调节器的输入端存在一个偏差信号，经放大 后输出的电压保持为限幅值，速度调节器工作在开环状态，速度调节器的输 出电压作为电流给定值送入电流调节器，此时则以最大电流给定值使电流 调节器输出移相信号，直流电压迅速上升，电流也随即增大直

4、到等于最大给 定值，电动机以最大电流恒流加速启动。电动机的最大电流 （堵转电流）可 以通过整定速度调节器的输出限幅值来改变。在电动机转速上升到给定转 速后，速度调节器输入端的偏差信号减小到近于零，速度调节器和电流调节器退出饱和状态，闭环调节开始起作用。对负载引起的转速波动 ，速度调 节器输入端产生的偏差信号将随时通过速度调节器、电流调节器来修正触 发器的移相电压，使整流桥输出的直流电压相应变化，从而校正和补偿电动 机的转速偏差。另外电流调节器的小时间常数，还能够对因电网波动引起 的电动机电枢电流的变化进行快速调节 ，可以在电动机转速还未来得及发 生改变时,迅速使电流恢复到原来值，从而使速度更好

5、地稳定于某一转速下 运行。2、双闭环直流调速系统的组成为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调 节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。两者 之间实行嵌套连接，如图1 1所示。把转速调节器的输出当作电流调节器 的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。这就形成了转速、电流双闭环调速系统图1 1转速、电流双闭环直流调速系统其中：ASR转速调节器ACR-电流调节器TG-测速发电机TA-电流互感器UPE-电力电子变换器 Un -转速给定电压Un-转速反馈电压 Ui -电流给定电压Ui

6、-电流反馈电压实际上在正常运行时，电流调节器始终为不饱和状态，而转速调节器则处于饱和和不饱和两种状态。双闭环直流调速系统的稳态结构图如图2所示。双闭环直流调速系统的动态结构图如图 3所示。图3双闭环直流调速系统的动态结构图图中Wasr ( s)和Wacr ( S)分别表示转速调节器和电流调节器的传递 函数。为了引出电流反馈，在电动机的动态结构图上必须把电流Id标示出来。电机在启动过程中，转速调节器经历了不饱和、饱和、退保和三种状 态，整个动态过程可分为图4中的三个阶段。双闭环直流调速系统启动过 程的转速和电流波形如图4所示。图4双闭环直流调速系统起动过程的转速和电流波形图4中所示的启动过程，阶

7、段I是电流上升阶段，电流从 0到达最大 允许值Idm, ASF饱和、ACF不饱和；阶段U时恒流升速阶段，Id基本保持 在Idm,电动机加速到了给定值n* , ASF饱和、ACF不饱和；阶段川时转速 调节阶段（退饱和阶段）,ASR不饱和、ACR不饱和。双闭环直流调速系统的起动过程利用饱和非线性控制，获得了准时间 最优控制，但却带来了转速超调。2.2 H桥PW礎换器脉宽调制器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电 压调制成频率一定宽度可变的脉冲电压序列，从而改变平均输出电压的大 小，以调节电机的转速。由于题目中给定为转速、电流双闭环控制的 H型双极式PW直流调速 系统，电动机M两端电压

8、Uab的极性随开关器件驱动电压的极性变化而变 化。通过调节开关管的导通和关断时间，即占空比，可以达到对直流电机 进行调速的目的。H型双极性PWMS换器如图5所示。丄图5桥式可逆PWh变换器电路双极式控制可逆PWM换器的四个驱动电压波形如图 6所示.页脚3vid2 IVDjVT VTjVT VT4(Jf onTtAbjl图6双极式控制可逆 PWM变换器的驱动电压、输出电压和电流波形它们的关系是：Ug1二Ug4=Ug2 =-Ug3。在一个开关周期内，当0空t乞ton时，晶体管VT1、VT4饱和导通而VT2 VT3截止，这时Uab = Us。 当ton t 现在驱动电压正负脉冲的宽窄上。当正脉冲较宽

9、时，2，则Uab的平均值为正，电动机正转；当正脉冲较窄时，则反转；如果正负脉冲相等，tonT2，平均输出电压为零，则电动机停止转动双极式控制可逆PWh变换器的输出平均电压为tonT - ton2ton .Ud叶(-D US如果定义占空比T二竺，电压系数 二士，则在双极式可逆变换器中TUs=2二1(2)调速时，的可调范围为01,相应的吋=-11。当-丄时， 为正，电2动机正转；当丄时， 为负，电动机反转；当二丄时，=0,电动机2 2停止。但是电动机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变 脉冲电压，因而电流也是交变的。3系统参数的选取3.1 PWM变换器滞后时间常数Tspw控制与变换器的

10、动态数学模型和晶闸管触发与整流装置基本一致当控制电压Uc改变时，PWI变换器输出平均电压Ud按现行规律变化，但 其响应会有延迟，最大的时延是一周开关周期 ToPW装置的延迟时间Ts乞T, 一般选取Ts 二丄=0.001s f其中，f -开关器件IGBT的频率3.2电流滤波时间常数和转速滤波时间常数PWM变换器电流滤波时间常数的选择与晶闸管控制电路有所区别，这里选择电流滤波时间常数Toi = 0.002sCeU nom一 Id Ran nom= 220-136汉 0.2=1460=0.132 V min/rT：=gd2r22.5 0.5=0.18s302302375 Ce 3750.132TtK

11、l=!R 0.5=0.03s4电流调节器ACM设计4.1电流环小时间常数计算按小时间按常数近似处理，T 取错误！ 未 找到引 用源。=Toi + Ts =0.002+0.001=0.0034.2电流调节器结构选择根据设计要求 - 5%，并保证稳态时在电网电压的扰动下系统无静差， 可以按典型型系统设计电流调节器，电流环控制对象是双惯性的，因此 可以采用PI调节器，其传递函数可见式(8)。Wacr( S)9(8)iS检查对电源电压的抗扰性能：互二輕 =10，分析可知，各项指标Tg 0.003都是可以接受的。4.3电流调节器参数计算电流调节器超前时间常数：i二=0.03s电流环开环增益：要求75%，

12、根据典型I型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系可知，应取KJ=0.5，因此“0.50.5二K I166.7sT 寸 0.003于是，ACR勺比例系数为.KjR 166.7 汇0.03 汉 0.5X i1.2540 0.05(10)(9)4.4校验近似条件电流环截止频率： 丄二J = 166.7 s (1) PW变换装置传递函数的近似条件1 1 二333.3s : %3Ts3 0.001(11)满足近似条件。(2)校验忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件3 TmT-310.18 0.003 _40.8S ci(12)满足近似条件。(3)电流环小时间常数近似处理条件(13)3 仁 T 0

13、.001,0.002 = 235.7s ci满足近似条件4.5调节器电容和电阻值计算按所用运算放大器取R。=401，各个电阻和电容值的计算如下:Ri 二 KjR0 =1.25 40 = 50k取 50k.1CiRi0.03350 10= 0.6FC . _4TiOi Ro4 0.00240 103=0.2平取 0.6 JF取 0.2 JFPI型电流调节器原理图如图7所示喺)a ACR0KJR(刑+1)(尬+1)C)图7含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器由以上计算可得电流调节器传递函数为Wacr( S)Ki(iS 1)1.25(0.03s 1)0.03s(14)校正成典型I型系统的电流环动态

14、结构图如图 8所示+图8电流环的动态结构图5速度调节器ASF设计5.1时间常数的设定在电流调节器的设计中为了达到电流超调的要求(乞5% ),KiT7 =0.5，所以电流环等效时间常数 丄 为:-Ki(15)二 2 - p 二 2 ； 0.003 二 0.006s转速环小时间常数 5。按小时间常数处理处理，取1一on = 0.0060.01 = 0.016s(16)-J5.2转速调节器结构选择为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器ASR中。现在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环调节器应该有两个积分环节，所以应该设计成典型II型系统，这样的

15、系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。由此可见，ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为Wasr(S)=心1)(17)nS5.3转速调节器参数计算按跟随性和抗扰性好的原则，取 h=5,则ASR的超前时间常数为：n 二 h -习=5 0.016 = 0.08s(19)转速环的开环增益为:(20)h 12h2蔦5+12 25 0.0162=468.75s，于是可得ASR的比例系数为:(h T)G-m2haRT爭6 0.05 0.132 0.18(21)5.4校验近似条件转速环的截止频率为:_1N n = 468.8 0.08 = 37.5s(1) 电流环传递函数简化条件二 78.6s : -：-c

16、n(22)1 K _ 1 166.73 v 一 3 0.003满足简化条件(2) 转速环小时间常数近似处理条件1二1 16673 on 3 0.01= 40.0s cn(23)满足简化条件。(3) 校核转速超调量当h=5时，由典型II型系统的阶跃输入跟随性能指标的关系可知，J =37.6%，不能满足设计的要求。实际上，突加阶跃给定时，ASF饱和,不符合线性系统的前提，应该按 ASF退饱和的情况重新计算超调量。系统空载启动到额定转速时的转速超调量：136 0.57.6%/ C；nb T爭cc 仆 0 1320.016=()*2()( _z) *2 0.812 1.5 -Cb nCbn _m146

17、00.18满足要求5.5调节器电容和电阻值计算按所用运算放大器取R。=40k，各电阻和电容值计算如下:Rn 、nR0 =12.7 40k-508k10.083510 10F =0.157onnRnR04 0.01340 10F =1F取 510kJ取 0.2 JF取1 JFPI型转速调节器原理图如图9所示A：N(rn5+l)日(氐2十1)图9含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器由以上计算可得转速调节器的传递函数为Wasr( s)J ns+1)=12.7(0.08s + 1) nS0.08S(24)校正成典型II型系统的转速环的动态结构图如图10所示。图10转速环的动态结构图6采用MATLA对

18、系统进行仿真利用MATLAB-SIMULIN对系统进行仿真，系统框图和仿真结果如下所 示。6.1原理框图设计6.1.1电流环原理图Scope图11电流环原理图电流环的原理图如图11所示，输入为阶跃信号，通过 ACR俞出限幅, 控制输出电流幅值大小。电流反馈环节加上PI调节器，使稳态输出无静差。6.1.2转速环原理图转速环原理图如图12所示。阶跃给定输入信号经过一个惯性环节输 出，与反馈环节的比较作为 ASR的输入，ASR输出限幅，控制输出直流电 压幅值大小。负载扰动设定为阶跃信号，系统空载启动。若仿真时间设为 5s,可以设定在3s时加入负载的扰动。图12转速环原理图6.1.3转速、电流双闭环直流调速系统原理图图13双闭环直流调速系统的MATLA仿真原理图图中，step为一个电压阶跃信号，当t=0时，跳变为阶跃值为10的信 号。图中subsystem是新建的一个系统，通过设计参数，其等效为ASR或者ACR只是两者的参数设置不一样，但内部结构相同，包含比例环节和积分环节，如图14所示图14 ASR和ACR内部结构图6.