MOS管缓启动电路分析报告

1、MOS管缓启动电路原理分析Version 1.0在电信工业和微波电路设计领域，普遍使用 MOS管控制冲击电流的方达到电流缓启 动的目的。MOS管有导通阻抗Rds_on低和驱动简单的特点，在周围加上少量元器件就可以构成 缓慢启动电路。虽然电路比较简单，但只有吃透 MOSt的相关开关特性后才能对这个电路有深 入的理解。本文首先从MOSFE的开通过程进行叙述：尽管MOSFE在开关电源、电机控制等一些电子系统中得到广泛的应用，但是许多电子工程师并没有十 分清楚的理解MOSFE开关过程，以及 MOSFE在开关过程中所处的状态-一般来说，电子工程师通常基于栅极 电荷理解MOSFB的开通的过程，如图 1所示

2、此图在MOSFB数据表中可以查到图1 AOT460栅极电荷特性MOSFE的 D和S极加电压为 VDD当驱动开通脉冲加到 MOSFE的G和S极时，输入电容 Ciss充电，G和 S极电压Vgs线性上升并到达门槛电压VGS(th)，Vgs上升到VGS(th)之前漏极电流Id -0A,没有漏极电流流过，Vds的电压保持 VDD不变2_当Vgs到达VGS(th)时，漏极开始流过电流 Id，然后Vgs继续上升，Id也逐渐上升，Vds仍然保持VDD当Vgs到达米勒平台电压 VGS(pl)时，Id也上升到负载电流最大值ID，Vds的电压开始从 VDD下降一I米勒平台期间，Id电流维持ID，Vds电压不断降低*

3、米勒平台结束时刻，Id电流仍然维持ID , Vds电压降低到一个较低的值米勒平台结束后，Id电流仍 然维持ID，Vds电压继续降低，但此时降低的斜率很小，因此降低的幅度也很小，最后稳定在Vds=Id x Rds(on)三因此通常可以认为米勒平台结束后MOSFE基本上已经导通叵对于上述的过程，理解难点在于为什么在米勒平台区，Vgs的电压恒定？驱动电路仍然对栅极提供驱动电流，仍然对栅极电容充电，为什么栅极的电压不上升？而且栅极电荷特性对于形象的理解MOSFE的开通过程并不直观-因此，下面将基于漏极导通特性理解MOSFE开通过程:MOSFE的漏极导通特性与开关过程MOSFE的漏极导通特性如图 2所示

4、三MOSFE与三极管一样，当 MOSFE应用于放大电路时，通常要使用此 曲线研究其放大特性-只是三极管使用的基极电流、集电极电流和放大倍数，而MOSFE使用栅极电压、漏极电流和跨导口关断区图2 AOT460的漏极导通特性三极管有三个工作区：截止区、放大区和饱和区，MOSFE对应是关断区、恒流区和可变电阻区 -注意:MOSFE恒流区有时也称饱和区或放大区 三当驱动开通脉冲加到 MOSFE的G和S极时，Vgs的电压逐渐升高 时，MOSFE的开通轨迹 A-B-C-D如图3中的路线所示-V图3 AOT460的开通轨迹开通前，MOSFE起始工作点位于图 3的右下角A点，AOT460的VDD电压为48V,

5、 Vgs的电压逐渐升高Id电流为0，Vgs的电压达到VGS(th)，Id电流从0开始逐渐增大A-B就是Vgs的电压从VGS(th)增加到VGS(pl)的过程。从A到B点的过程中，可以非常直观的发现， 此过程工作于MOSFB的恒流区，也就是 Vgs电压和Id电流自动找平衡的过程，即Vgs电压的变化伴随着Id电流相应的变化，其变化关系就是MOSFE的跨导：Gfs=Id/Vgs，跨导可以在MOSFE数据表中查到-当Id电流达到负载的最大允许电流ID时，此时对应的栅级电压 Vgs(pl)=ld/gFS由于此时Id电流恒定，因此栅极 Vgs电压也恒定不变，见图3中的B-C，此时MOSFE处于相对稳定的恒

6、流区，工作于放大器的状态口开通前，Vgd的电压为Vgs-Vds，为负压，进入米勒平台，Vgd的负电压绝对值不断下降，过0后转为正电压卜驱动电路的电流绝大部分流过CGD以扫除米勒电容的电荷，因此栅极的电压基本维持不变s Vds电压降低到很低的值后，米勒电容的电荷基本上被扫除，即图3中的C点，于是，栅极的电压在驱动电流的充电下又开始升高，如图3中的C-D，使MOSFE进一步完全导通-C-D为可变电阻区，相应的 Vgs电压对应着一定的 Vds电压一Vgs电压达到最大值， Vds电压达到最小 值，由于Id电流为ID恒定，因此 Vds的电压即为ID和MOSFE的导通电阻的乘积三基于MOSFB的漏极导通特

7、性曲线可以直观的理解 MOSFET通时，跨越关断区、恒流区和可 变电阻区的过程米勒平台即为恒流区，MOSFE工作于放大状态，Id电流为Vgs电压和跨导乘 积口电路原理详细说明：MOS管是电压控制器件，其极间电容等效电路如图4所示。图4.带外接电容C2的N型MOS管极间电容等效电路MOS管的极间电容栅漏电容 Cgd、栅源电容Cgss漏源电容Cds可以由以下公式确定:=(1)(2)= CO5J-C5(3)公式中MOSf的反馈电容 Crss,输入电容Ciss和输出电容 Coss的数值在MOSf的手册上可以查到。电容充放电快慢决定 MOSf开通和关断的快慢，Vgs首先给Cgs充电，随着Vgs的上升，使

8、得 MOSf从截止区进入可变电阻区。进入可变电阻区后，Ids电流增大，但是 Vds电压不变。随着 Vgs的持续增大，MOS管进入米勒平台区，在米勒平台区，Vgs维持不变，电荷都给 Cgd充电，Ids不变，Vds持续降低。在米勒平台后期，MOS管Vds非常小，MOSt入了饱和导通期。为确保MOS管犬态间转换是线性的和可预知的，外接电容C2并联在Cgd上，如果外接电容 C2比MOS管内部栅漏电容 Cgd大很多，就会减小 MOSf内部非线性栅漏电容Cgd在状态间转换时的作用，另外可以达到增大米勒平台时间，减缓电压下降的速度的目的。外接 电容C2被用来作为积分器对 MOS管的开关特性进行精确控制。控制

9、了漏极电压线性度就能精确控制冲击电 流。电路描述：图5所示为基于MOSt的自启动有源冲击电流限制法电路。MOS管Q1放在DC/DC电源模块的负电压输入端，在上电瞬间，DC/DC电源模块的第1脚电平和第4脚一样，然后控制电路按一定的速率将它降到负电 压，电压下降的速度由时间常数C2*R2决定，这个斜率决定了最大冲击电流。C2可以按以下公式选定：R2由允许冲击电流决定:cri.其中Vmax为最大输入电压，Cload为C3和DC/DC电源模块内部电容的总和，Iinrush 为允许冲击 电流的幅度。DCDG电源模块图5有源冲击电流限制法电路R3为阻尼电阻，可按以下公式选定：屮R3 R2D1是一个稳压二

10、极管，用来限制MOSt Q1的栅源电压。元器件 R1, C1和D2用来保证MOS管Q1在刚上电时保持关断状态。具体情况是：上电后，MOS管的栅极电压要慢慢上升，当栅源电压 Vgs高到一定程度后，二极管 D2导通，这样所有的 电荷都给电容 C1以时间常数R1X C1充电，栅源电压 Vgs以相同的速度上升，直到 MOST Q1导通产生冲击 电流。以下是计算C1和R1的公式：其中Vth为MOSf Q1的最小门槛电压， VD2为二极管D2的正向导通压降，Vplt为产生linrush 冲击电流时的栅源电压。Vplt可以在MOST供应商所提供的产品资料里找到。MOS管选择以下参数对于有源冲击电流限制电路的

11、MOST选择非常重要：l漏极击穿电压Vds必须选择Vds比最大输入电压 Vmax和最大输入瞬态电压还要高的MOST,对于通讯系统中用的MOS管，一般选择 Vds100V。l栅源电压Vgs稳压管D1是用来保护MOST Q1的栅极以防止其过压击穿，显然MOSf Q1的栅源电压Vgs必须高于稳压管D1的最大反向击穿电压。一般MOST的栅源电压 Vgs为20V,推荐12V的稳压二极管。l导通电阻Rds_on.MOSf必须能够耗散导通电阻Rds_on所引起的热量，热耗计算公式为：P册甩髭其中Idc为DC/DC电源的最大输入电流,Idc由以下公式确定:(10)其中Pout为DC/DC电源的最大输出功率，Vmin为最小输入电压，n 为DC/DC电源在输入电压为Vmin输出功率为Pout时的效率。n 可以在DC/DC电源供应商所提供的数据手册里查到。MOS管的Rds_on必须很小，它所引起的压降和输入电压相比才可以忽略。图6.有源冲击电流限制电路在 75V输入，DC/DC输出空载时的波形设计举例已知：Vmax=72VIin rush=3A选择 MOSf Q1