基于高性价比的模糊逻辑控制四开关三相逆变器供电永磁同步电机驱动系统教材

1、基于高性价比的模糊逻辑控制四开关三相逆变器供电永磁同步电机驱动系统M.纳西尔乌丁，高级会员， IEEE ，陶菲克 S.拉德万，高级会员， IEEE 和M. Azizur 拉赫曼，院士， IEEE摘要： 本文研究内置式永磁同步电动机（ IPMSM ）的高性能的工业应用的一个模糊逻辑控制器 （PLC ）基于成本效益的驱动系统的性能。在本文中，模糊逻辑控制器用作速度控制器，同 时，采用四开关三相 （4S3Ph）脉冲宽度调制 （PWM ）逆变器来代替常规的六开关三相 （6S3Ph） 逆变器来驱动电机。 这不仅减少了逆变器的成本， 开关损耗， 而且降低了产生六个 PWM 的 逻辑信号控制算法和接口电路的

2、复杂性。此外，所提出的控制方法降低了计算的实时实现。 所提出的四开关三相逆变器供电永磁同步电机驱动与模糊逻辑控制器结合的闭环矢量控制 方案是在使用 TI TMS320C31 数字信号处理器（ DSP）和原型 1马力的电机上的实时实施。 通过在不同的操作条件下的理论和实验结果， 可以验证所提出的模糊逻辑控制四开关三相逆 变器供电永磁同步电机驱动的稳定性。 在性能和定子电流的谐波分析方面对所推荐的四开关 三相逆变器驱动器与传统六开关三相逆变器系统的比较。 发现在其性能， 降低成本， 以及其 它固有的有利特征等方面是完全可以接受的。关键词 ：模糊逻辑和数字信号处理器，内部永磁电动机，逆变器，矢量控制

3、。引言多年来，传统的六开关三相逆变器已被广泛应用于可变速度的交流（AC ）马达驱动器。近来，四开关三相逆变器在不间断电源和变速驱动器方面的应用我们已做了很多努力 1 - 5 。 这是由于四开关三相变频器比传统的六开关三相逆变器有一些优点， 比如减少了开关的数目 降低了成本， 减小了开关损耗， 减少了接口电路中为开关提供的逻辑信号的数量， 产生逻辑 信号的控制算法简单， 减少了由于开关之间较小的相互作用破坏开关的机会， 以及减少了实 时计算负担。然而，大多数的四开关三相逆变器受限于异步电机和无刷直流（ BLDC ）电机 系统2 - 5 。 Takijawa 等人 4提出了四开关三相变频器的应用于

4、无刷直流电机系统，其 中开采取了开环的脉冲宽度调制（ PWM ）控制方案。此外，由于没有磁性凸极性，工作时 无刷直流电机比内置式永磁同步电机的控制更容易。 报道称四开关三相变频驱动器并没有充 分考虑闭环矢量控制方案 2 - 4 。 Larsen 等人 5利用四开关三相 逆变器闭环矢量控制的感 应电动机 ,并将比例积分 （PI） 算法用于速度和电流控制。众所周知， PI 算法的缺点是对机器 参数的依赖 6。此外,描述了 四开关三相 逆变器工作不充分的研究驱动器的动态性能,尽管它是其中一个高性能驱动的主要担忧。因此 ,在此文中用模糊逻辑控制器 （FLC） 来取代 PI 控制 器。尽管 FLC 比常

5、规 PI 控制器很多优势 ,在电机的实时控制中 FLC 有很大的计算负担。在 这种情况下 ,用 四开关三相 逆变器来减少一些实时计算负担将是一个不错的选择。如今，内置式永磁同步电动机由于其高转矩 - 电流比、大的功率 - 重量比、高效率、高功 率因数和鲁棒性 ,使它日益流行用于变速驱动系统。绕组电流和转子速度间存在非线性耦合和转子铁芯的磁饱和问题所导致电磁发达扭矩非线性的问题，使内置式永磁同步电动机（IPMSM ）驱动器的精确速度控制， 成为一个复杂的问题。 过去大多数关于变速 IPMSM 驱 动器的研究主要集中于对高性能驱动器的控制算法的开发6 - 11 。然而，整个驱动系统的成本， 简单性

6、和灵活性， 这些最重要的因素并没有得到很多研究人员的关注。 尽管在这方面 进行了深入研究， 可多数发达的控制系统未能吸引业界的关注。 在过去， 研究者将多电平变 频器系统应用于高功率场合。 再次， 如果这种功率级别不需要该逆变器， 系统涉及到更多的 损耗和复杂的开关算法， 。因此，本文的要点之一是开发具有成本效益的、简单高效、高性 能的内置式永磁同步电动机驱动器。在机器人， 轧机，机床等设备中使用的高性能电动机驱动器需要快速、 准确的响应，速度能 在任何干扰下迅速的恢复， 以及对参数变化有较高的灵敏度。 交流电机的动态特性可以用矢 量控制理论进行显著改善， 其中电机的变量被转换成一个正交集合

7、d-q 轴，这样使得速度和 转矩可以单独控制。 这使 IPMSM 机有了他励直流电机性能， 同时保持交流电机的一般优点。 本文为高性能工业应用系统提出了一种基于四开关三相逆变器供电的高性价比 IPMSM 模糊 控制驱动系统。 所提出的四开关三相逆变器供电内置式永磁同步电机驱动与模糊逻辑控制器 结合的闭环矢量控制方案是在使用 TI TMS320C31 数字信号处理器（ DSP）和原型 1 马力的 电机上的实时实施。 为了验证该方法的稳健性， 所提出的驱动器的性能都在不同的工作条件 下，从理论和实验方面做了研究。 通过在不同的操作条件下的理论和实验结果可以验证所提 出的模糊逻辑控制四开关三相逆变器

8、供电内置式永磁同步电机驱动的稳定性。 在定子电流的 总的谐波畸变率和速度响应方面对所推荐的四开关三相逆变器驱动器与传统六开关三相逆 变器系统的比较。发现在其性能，降低成本，以及其它固有有利的特征等方面是合理的。模拟驱动系统整个驱动系统的建模包括了逆变器、 IPM 电机和控制器的建模，在以下各节对其进行讨论。图 1. IPMSM 从四开关逆变器馈电。A 整流器 - 逆变器操作所述的四开关三相电压源逆变器作为 IPMSM 电源的电路如图 1 所示：该电路由两部分组成。 第一部分是一个从单相获得电能前端整流器。固定频率的单相交流输入由前端整流器开关Tr1 和 Tr2 整流。在直流母线分裂电容器组通过

9、与 Tr1 和 Tr2 相关的二极管充电。开关 Tr1 和 Tr2 都在同步到 AC 电源塑造输入电流成为正弦波的 PWM 模式下操作。 电感器 L 有助于 滤除高次谐波电流。 SPWM 技术被用来消除几个低次谐波和控制的操作开关Tr1 和 Tr2，以确保在电源侧有统一的输入功率因数和控制前端整流器 12 。第二部分是四开关三相逆变 器。两相 a和b是通过两条线与逆变器相连， 而第三相连接的直流环节电容器 C1和 C2的中 心点。四开关逆变器采用四个开关管和四个二极管来控制两个线电压 Vcb 和 Vac，而 Vba 是根据一个分裂电容器组基尔霍夫电压定律产生的。各电容器两端电压的最大峰值等于

10、Vdc。 在分析时，逆变器开关被视为理想开关。输出电压由两个臂开关的门控信号和由直流电压 Vdc 限定。电动机的相电压方程可以写为开关和直流电压的切换逻辑的函数。其公式为VdcVcdc (4Sa - 2Sb - 1) (1)3VdcVbdc (-2Sa 4Sb - 1) (2)3Vc Vdc (-2Sa - 2Sb 2) (3)3此式中Va， Vb， Vc 电机相电压 ;Vdc 电容两端电压；SA ， SB 输出的开关变量； 将上述方程写成矩阵形式对于平衡电容电压，四个开关组合产生四个电压矢量1，如图 2所示2 5 。表 I 示出了所述逆变器不同的操作模式和相应的输出电压矢量。图2 四开关逆变

11、器的开关矢量 表 I 逆变器的操作模式d-qB. IPMSM 模型 一个内置式永磁同步电动机驱动器的数学模型，可以通过以下等式在同步旋转的转子的 参考坐标系中所述 11。众所周知，以恒定频率源提供电能的同步电动机是不能自起动的。在这项研究中 IPMSM 的 起动转矩是由转子的鼠笼式绕组提供的。 所述内置式永磁同步电动机驱动器的启动过程可以 被认为两种操作模式的叠加： 1）非对称的异步电动机模式； 2）磁激异步发电机模式。 因此， 如果想研究运行过程中是否达到同步，必须考虑到转子绕组的短路的影响。然而，在模型方程（ 5） -（8）没有描述 IPMSM 驱动的异步行为。因此，电机必须从闭环 速度控

12、制系统启动，其中电动机从推荐的四开关三相逆变器馈电。图 3. 模糊速度控制器。 （ a）结构图。 （b）规则面。C.控制器模型1）模糊速度控制器 （FLC） ：模糊控制器的框图如图 3（a）所示，在此用作速度控制器。在这个标准化的FLC 中，当前的速度误差 （n）和当前的速度误差的变化量 e（ n）是输入量。本例中 q轴控制电流 i *q（n） 作为输出。六规则用于所提出的 FLC。模糊控制器的各种比例因子 （ k, ke, ki ） 是通过反复试验进行调谐以获得最佳的驱动器的性能。隶属函数、规则、以及FLC 的详细发展可以在 7中找到。归一化 FLC的规则表面如图 3（ b）所示。规则表面提

13、供了对应于所有规则和 不同值的输入的输出值。 FLC 被标准化，因此它可用于不同的等级、不同类型的电机。 2）电流控制器： 两个独立的正弦带滞环电流控制器用于强制相a和 b的电流跟随他们的命令。这些命令产生于矢量控制和速度控制环。 控制器的输出有四个逻辑形式。 这些逻辑是用来打开和关 闭逆变器电源开关。基于本款和以前的控制方案，整个驱动系统如图 4所示。对于所提出的 控制方案，定子电流 id的 d轴分量设置为零，以便控制电机达到额定速度。 如果想控制电机III 仿真和实验结果A.实验设置 为了验证所提出的逆变器的配置及其控制策略的有效性，利用Matlab/ Simulink 的软件，根据图 4

14、 绘制计算机模拟模型 16 。然后，将实验实施控制方案进行根据图5。图 5 IPMSM 驱动器的控制设置实验装置包括一个 DSP板DS110217 ，它是一个基于 32位浮点DSP TI TMS320C31 。 该板还 配备了一个用作从属处理器的定点16位TMS320P14 DSP，在这项工作中，从属处理器作为数字输入 /输出子系统工作。两相电流值 ia和 ib由霍尔效应电流传感器测得。这些电流通过信号调节电路馈送到 DSP中。另外，转子的位置由增量式编码器检测，并送到DSP板的编码器接口。控制算法是用 C语言编写，通过TI C编译器编译后生成的目标代码。 然后，使用dSPACE 的Conro

15、lDesk 软件将所生成的目标代码通过主机计算机下载到DSP板 17。板子的输出是四个逻辑信号， 这四个信号通过驱动器 /隔离电路馈送到提出四开关三相逆变器。实验中的采 样时间定为 100s。详细的实验过程可以在 8中找到。 实验IPM 电机的设计数据在附录中 给出。B.结果与讨论 在不同的动态操作条件下对提出的 FLC- 基于四开关三相逆变器馈电内置式永磁同步电机的 性能在仿真和实验中进行了广泛的研究。实验结果如下，图 6 显示了在仿真中所提出的四开关三相逆变器馈电内置式永磁同步电机驱动的启动响应。 为了公平的比较，常规六开关三相逆变器为基础的 IPMSM 驱动在相同条件下的起始响应仿 真如

16、图 7所示。它被认为在图 6（ a）与图 7（a）中可以看到，这两种情况，该驱动器几乎同 时可以跟随指令速度。 FLC 的有效性是由无超调、无冲，速度响应零稳态误差来说明的。在 图 6和图 7还可以看出，其稳态相电流、谐波失真和所提出的四开关三相逆变器为基础的 IPMSM 驱动器的转矩响应也比得上常规六开关三相逆变驱动器。转矩脉动在提出的逆变器 上有点高，但仍处于可接受的范围。ia在不同速度条件下的谐波频谱显示如图8，其显示了在额定转速条件下常规六开关三相逆变器谐波畸变率的可接受水平。提出的FLC- 基于四开关三相逆变器为基础的 IPMSM 驱动器的鲁棒性，仿真中也验证了指令速度的突然变化和负

17、 载的变化，如图 9和图 10 所示，电机转矩被设为 2N m。在图 10中，电动机负荷最初设 在0.5N m，在t =0.3秒时负荷突然增加至 2 Nm，在t =0.6秒时，负荷再次降回 0.5N m以 下。显而易见，图 10（b）中轻负载条件下有一个稳态速度误差。这可能用于额定负载条件 作为控制动作的 FLC 设计，有太多的控制作用。然而，在稳态误差几乎可以忽略不计。也在 速度逆转的情况下，对提出的驱动器的性能进行了测试。结果如图11所示。结果表明，该驱动器可以准确、快速的扭转的速度。实验启动响应包括速度，相电流 ia，稳态电流 ia、ib和 ic，以及 ia在额定转速下的高次谐波的 频谱

18、如图 12所示。图 12（ a）示出，所提出的驱动器的实际速度无误差的跟随指令速度。 反过来， 这些将验证仿真结果。 为了安全操作， 被施加到逆变器电压尽可能快的通过自耦变 压器及整流安排。 由于两通道示波器的限制， 定子瞬时电流被储存在电机的另一启动条件中。 在图 12（a）所示的瞬态响应速度和图 12（b）所示的电流响应之间的相关性，在过渡时间有 点不同。因为电压是通过一个自耦变压器手动的在不同的时间使用。 对于示波器相同的限制， 在同一时间储存两稳态定子电流，如图12（b）和（ c）所示。稳态电流显示逆变器的均衡操作。在定子电流 Ia的畸变率是 23.75。相比于基于 PI控制器逆变器供

19、给驱动器 18 ，它是可 以接受的。为了提供一个对比，常规逆变器供给驱动在相同条件下的实验稳态电流 ia和其谐 波谱如图 13。在图 12和13中，所提出的四开关三相逆变器供电IPMSM 驱动器性能是更接近传统的三相逆变器馈电驱动。 图 14中通过对变化的指令速度步骤和逐步提升负荷实验， 使建 议驱动器的鲁棒性进一步验证。图 14（a）所示，电机最初运行在在 130弧度/秒、 1 Nm， 然后在线增加参考速度从 130弧度/秒到 188.5弧度/秒运行。图 14（ b）中，电机最初在额定速 度以 1 N m的负载运行，然后，通过一个测力计增加负载从1Nm到2 Nm运行。当负载增加过程中，出现了

20、一个大约 5弧度/ s的速度倾斜，但该驱动器迅速恢复额定转速。显而易 见，如图 14（a）和（ b），该驱动器能够在参考速度下在线处理的变化和实时处理几乎不敏 感的负载扰动。因此，已经发现所提出的驱动系统在工业应用具有非常高的性价比。图 6 仿真提出的四开关三相逆变驱动器在额定转速和额定负载条件下的启动响应。a）速度（ b）开发的扭矩（ c）稳态三相电流（ d） ia谐波频谱图 7 仿真传统六开关三相逆变驱动器在额定转速和额定负载条件下的启动响应。 （ a）速度（ b）开发的扭矩（ c）稳态三相电流（ d）ia谐波频谱8ia的谐波谱。图 8 所提出四开关三相逆变器馈驱动器在不同的速度下， (a

21、) 150 rad/s. (b) 100 rad/s.图 9 在阶跃信号下该驱动器的速度的模拟响应。(一)速度。 (二)电流 Ia。9图 10 该驱动器的负载阶跃变化的模拟响应。a）速度（ b）速度误差 （c）定子电流 ia图 11 提出的 IPMSM 驱动器在速度指令的翻转时模拟速度响应。10图 12.提出的驱动的实验启动响应。a）速度 （ b）定子电流 ia （c）稳态电流 ia和ibd）稳态电流 ia和ic（ e）定子电流 ia的谐波频谱11图 13 传统六开关三相逆变器馈 r 电驱动实验响应（ a）稳态电流 ia。 （b） ia的谐波频谱。IV 结论 高性价比的四开关三相逆变器馈电结合

22、了模糊控制器的内置式永磁同步电动机（ IPMSM ） 驱动器驱动 1马力的电机采用 TI DSP TMS320C31 已经做了开发，模拟和成功实时实施。所 提出的四开关三相逆变器为基础的驱动器相比于常规六开关三相逆变器为基础的驱动器减 少了逆变器的成本， 开关损耗， 以及控制算法和接口电路的复杂性。 矢量控制方案已被纳入 集成驱动系统来实现高性能。 作为速度控制器 FLC 的加入提高了驱动器的耐用性。 为了验证 该方法的稳健性，在不同工作条件下，对所提出的FLC- 基于四开关三相逆变器馈电内置式永磁同步电动机驱动器的性能在理论和实验方面进行了研究。 在相同操作条件下， 在定子电 流总的谐波畸变

23、率和响应速度方面对所提出的四开关三相逆变器馈电IPM 电机驱动与常规六开关三相逆变器馈电驱动器的性能做了比较。 高性能工业变速驱动应用中所提出的四开关 三相逆变器馈内置式永磁同步电动机驱动器是稳定的和可接受的正考虑降低其成本， 以及其 它的有利特征。12附录见表表 设计参数测试 IPM电机参考文献1 F. Blaabjerg, D. O. Neacsu, and J. K. Pedersen ，“自适应 SVM 来补偿四开关，三相电压源逆 变器直流母线电压纹波“，硕士论文。电力电子，第14期， 第4号， 743-751页， 1999年7月。2 C. B. Jacobina, M. B. R.

24、Correa, E. R. C da Silva, and A. M. N. Lima, “针对低功耗应用的感 应电机驱动系统” 。会议记录， IEEE工业应用学会（ IAS ）。会议，新奥尔良，洛杉矶， 1997 年，第 605-612页。3 R. J. Cruise, C. F. Landy, and M. D. McCulloch, “评估降低的拓扑相位变换器操作三相感 应电动机，”会议记录，国际电力传动大会（ IEMDC ）。会议，华盛顿州西雅图， 1999年， 第466-468 页。4 S. Takijawa, M. Tabata, T. Tanigawa, S. Igarashi,

25、 and K. Kuroki, “基于四开关三相逆变器的 无刷直流电动机高效率的驱动技术 “，草案，国际电力电子会议 （IPEC），东京，日本， 2000 年，第 1692-1697 页。5 J. S. Larsen, K. Jespersen, M. R. Pedersen, F. Blaabjerg, and J. K.Pedersen“, 基于分量最小的 单相到三相的 AC / DC/ AC 转换器的完整数字控制， “ 在PROC。 IEEE工业电子协会（ IECON ） 会议。德国亚琛， 1998年，第 618-625页。6 A. Rubaai, D. Rickattes, and M

26、. D. Kankam, “无刷驱动器的自适应模糊神经网络控制器的 制定和实施， ”IEEE工业应用汇刊， 第38期，第 2号，第441-447页，三月 /四月2002年。7 M. N. Uddin and M. A. Rahman,“基于模糊逻辑速度控制的永磁同步电机驱动，” J.进阶COMPUT 。 INTELL ，第4期，第 3号，第 212-219页， 2000年12月。8 M. N. Uddin, T. S. Radwan, and M. A. Rahman, “基于间接矢量控制感应电机驱动的模糊 逻辑性能，” IEEE工业应用汇刊，第 38期， 5号，第 1219-1225页，9月

27、/10月2002年。9 Y. Yi, D. M. Vilathgamuwa, and M. A. Rahman, “内部永磁电机驱动的新人工神经网络控制 器，”会议记录， IEEE工业应用学会（ IAS ）际货。会议，芝加哥，伊利诺伊州，2001年，第945-952页。10 Y. C. Son, B. H. Bae, and S. K. Sul,“利用直流电压检测电路的永磁电机的无传感器操 作，”会议记录，工业应用学会（ IAS ）。会议，匹兹堡， 2002年，第 1674-1678页。11 L. Chen, R. Davis, S. Stela, T. Tesch, and A. F. An

28、tze, “IPM 电机驱动车辆应用的改进控制13技术，” 会议记录， IEEE 工业应用学会（ IAS）。会议，匹兹堡，宾夕法尼亚州， 2002年，第 2051-2056页。12 P. Enjeti and A. Rahman,“低成本交流电机驱动器的新的具有有源输入和电流整形单相三 相转换器，”会议记录， IEEE工业应用学会（ IAS ）际货。会上，西雅图， 华盛顿州 ，1990 年，第 935-942页。13 T. M. Jahns,“弱磁内置式永磁同步电机驱动的体制运作， ”IEEE工业应用汇刊， 第 IA-23 期， 4号，第 681-689页，七月 /八月1987年。14 S.

29、Morimoto, M. Sanada, and Y . Takeda, “弱磁控制的永磁同步电机驱动器的效果和磁饱 和补偿，” IEEE工业应用汇刊，第 30期， 6号，第 1632-1637页， 11月/12月1994年。15 M. N. Uddin, T. S. Radwan, and M. A. Rahman, “内置式永磁同步电机在宽转速范围内的 性能，” IEEE能源转换，第 17期， 1号，第 79-84页，2002年3月。16 MA TLAB ，Simulink 的用户指南， MathWorks 公司，纳提克， MA ， 2003。17 DSP 手册指南， dSPACE的，帕德

30、博恩，德国 1999年。18 M. N. Uddin, T. S. Radwan, G . H. George, and M. A. Rahman,“ 电压源逆变器馈电的 内置式 永磁同步电动机（ IPMSM ）驱动器电流控制器的性能” ，IEEE 工业应用汇刊，第 36期，6号， 第1531-1538年， 11月/12月2000月。1969年出生于拉杰巴里，孟加拉。分别于1993年和 1996年在孟加拉工程技术大学获得电气和电子工程学的学士学位和硕士学位；2000年在加拿大圣约翰的纽芬兰大学获得电气和电子工程的博士学位。目前， 他在湖首大学的电子工程系从事教学和科研， 职位：副教授。 199

31、4年1996年在孟 加拉工程技术大学担任讲师； 1996年至 1997年在孟加拉工程技术大学担任助理教授；1999年至2000年在北大西洋学院担任过讲师； 1997年9月至 2000年8月在纽芬兰大学读博士期间担 任教学助理。 2001年1月至 2001年5月，他在南阿拉巴马大学电气和计算机工程系担任助理教 授；2001年5月至 2001年 8月，在纽芬兰大学继续博士后研究。 他有十余年的全职教学的经验， 发表文章 50多篇。 他的研究领域包括电力电子， 电机驱动和神经网络的应用和电力设备的模 糊控制。乌丁博士是加拿大安大略省注册专业工程师。他在2004年获得由 IEEE / IAS / IACC委员会颁发的一等奖论文奖。同年，获得湖首大学的教学及科研贡献奖。14陶菲克 S.拉德万，1963年出生于埃及的加尔比耶。 他分别于 1986 年、1992年、 1996年获得了 Menoufiya 大学电气工程的学士学位、硕士学位和博士学位。1986年，他成为Menoufiya 大学的