高速光纤通信系统中动态色度色散补偿的理论和实验研究

1、高速光纤通信系统中动态色度色散补偿的理论和实验研究 导读：就爱阅读网友为您分享以下“高速光纤通信系统中动态色度色散补偿的理论和实验研究”资讯，希望对您有所帮助，感谢您对的支持!天津大学博士学位论文高速光纤通信系统中动态色度色散补偿的理论和实验研究 姓名:李岩申请学位级别:博士专业:光学工程指导教师:张以谟;于晋龙20070601摘要由于高速光纤通信系统的色度色散(CD)容限非常低,在进行了长距离的固定 CD补偿后,由于光网络中路径的动态选择、外界环境变化、光源的频率漂移及 元件的老化等因素导致的动态变化的残余色散仍然会提高通信系统的误码率,动 态色度色散(CD)补偿技术已经成为40Gb/s或更

2、高速光纤通信系统中的一项关键 技术。本文总结了当前存在的各种可调谐CD补偿技术和CD反馈信息提取技术, 分析了高速光纤通信对动态CD补偿技术的要求。研究了高斯脉冲在色散介质中 的传输。从理论上分析了光源谱宽和非线性效应对光脉冲在色散介质中传输的影 响和CD对通信系统比特率和带宽的影响。完成了40Gb/s RZ码的动态CD补偿 系统,包括利用DCF光纤和电光开关阵列实现的可调谐CD补偿模块、利用指 定频带电功率检测法,基于微波功率放大器、窄带带通滤波器和功率检波器等实 现反馈信息提取模块、基于数字信号处理器DSP实现的控制模块和采用自适应 步长搜索方式实现的补偿算法。进行了基于SOA的SPM效应

3、和XPM效应的 40Gbit/s系统下可调谐CD补偿的理论分析,提出了基于SOA的XPM效应的连 续动态CD补偿方案,进行了10Gbit/s系统中基于SOA的XPM效应的连续动态 CD补偿实验,实现了小范围高精度的连续可调谐CD补偿。工作中的主要创新点:1.提出一种成本低廉,结构简单的检测给定频点处电功率值的CD反馈信息提 取方法。从理论上推导出伪随机光脉冲序列的不同频点处电功率谱密度与系 统累积色散值之间的关系式,分析了调制格式、被测频带带宽等因素对电功 率法CD检测的影响。在40Gbit/s的RE系统中实现的CD检测范围和检测 精度分别为130ps/nm和3.25ps/nm/0.5dB。2

4、.完成了基于DCF级联电光开关阵列和电功率检测技术的动态CD补偿系统, 进行了40Gbit/s系统中的动态CD补偿实验,实现了82ps/nm的补偿范围和 5ps/nm的补偿精度。补偿系统的最长响应时间为0.52s。3.提出基于SOA的连续动态CD补偿方案,从理论上分析了SOA注入电流、 时钟光功率、时钟光与信号光之间的延时对CD补偿的影响,证明了该方案 在40Gbit/s系统中可以补偿总范围大小为40ps/nm的正负色散。4.进行了10Gbit/s系统中基于SOA的XPM效应的连续可调谐CD补偿实验, 实现了光源具有初始啁啾条件下的.4060ps/nm范围内CD恶化波形的连续 可调谐CD补偿。

5、关键词:色度色散,电功率检测,动态色散补偿,色散补偿光纤,光开关,半导 体光放大天淬大学博士论文ABSTRACTThe tolerable chromatic dispersion(CD)for a very high-bit-rate transmission system(40Gbit/s or above)is very low.And even after the long distance static CD compensation,the BER of the communication system will in.ease due to the time-varying re

6、sidual CD caused bY factors like network reconfigurations, temperature fluctuation,laserS wavelength drift and periodic repair/maintenance of fiber etc.Therefore the technology of dynamical CD compensation comes to be critical to the performance of very higll-bit-rate transmission systems.In this di

7、ssertation,several reported tunable CD compensation and monitoring technologies are generalized and the needs for dynamical CD compensation of hi曲一bitrate transmission system are concluded.Theoretically,the transmission of Gaussian pulses in a CD media is analyzed including the influence caused by t

8、he initial chirp,laser line-width,and nonlinear effects.The influence of CD on the bit rate and bandwidth is also studied.A dynamical CD compensation subsystems in 40Gbit/s RZ systems is established,which includes a tunable CD compensation module using DCFs cascaded with optical switch array,a CD mo

9、nitoring module that based on nalTowband electrical power detecting and achieved by using devices such aS microwave amplifiers,microwave filter and power detector,a controlling module with digital signal processor(DSP),and a controlling algorithm developed with adaptive searching.Tunable CD compensa

10、tionmethod in 40Gbit/s systems based on the SPM and XPM effect of SOA is proposed and analyzed theoretically.A SOA based tunable CD compensation system is established in a 10Gbit/s system,which realized consecutive and small range tunable CD compensation.Major innovations of this dissertation:1.A co

11、steffective and simple CD monitoring method based on narrowband electrical power detecting is proposed.A theoretical model is proposed and discussed focusing on the relationship between electrical power and CD at different frequency bands.The effects of factors such as modulation format,bandwidth an

12、d center frequency of microwave filter to the performance of this method are investigated.The detectable CD of 130ps/nm and resolution of 5.2ps/mWdB are obtained experimentally within a frequencyband centered at 12G比in a 40Gbit/s system. n2.A dynamical CD compensation system iS established based on

13、DCFs cascaded with optical switch arrays and the electrical power detecting CD monitoring technique.The compensation range and resolution reaches 82ps/nm and 5ps/nm respectively.The maximal response time of the system is 0.52s.3.A consecutive tunable CD compensation method is proposed based on the X

14、PM effect of SOA.The effects of tunable variable such as SOA inject current, optical power of clock pulse sequences and time delay between clock and signal sequences to CD compensation ale analyzed theoretically and validated experimentally.The compensation range of 40ps/nm is indicated theoreticall

15、y in 40Gbit/s systems.4.The 10Gbit/s consecutive tunable CD compensation based on SOA and DCF is tested,.A compensation range of-4060ps/nm is achieved by using a serious chirped laser.Key words:Chromatic dispersion,Dynamical Dispersion compensation,electrical power detecting,Dispersion compensation

16、fiber,optical swish,Semiconductor optical amplifiernI一 .丕鎏盔堂堂迨塞一 一 _l-_-_I_-l-_-_-_-_-_I-_-一一BER CD DCF DFB EDFA FSR FWHM GVD ISI NI屹 OBPF ODL OSNR PC PM PMD PRBS PSD RZ SMF SNR SOA SPM WDM XGM XPMbit/s dB符号对照表误码率(Bit Error Ratio)色度色散(Chromatic Dispersion)色散补偿光纤(Dispersion Compensation Fiber) 分布式反馈激

17、光器(Distributed Feedback laser) 掺铒光纤放大器(Erbium-Doped Fiber Amplifier) 自由光谱区(Free Spectrum Range)半峰全宽(Full Width Half Maximum)群速度色散(Group Velocity Dispersion)码问干扰(InterSymbol Interference,)非归零码(None Return to Zero)光带通滤波器(Optical Band-pass Filter)光延时线(Optical Delay Line)光信噪比(Optical Signal Noise Ratio)

18、偏振控制器(Polarization Controller)相位调制器(Phase Modulator)偏振模色散(Polarization Mode Dispersion)伪随机序列(Pseudorandom Bit Sequence)功率谱密度(Power Spectrum Density)归零码(Return to Zero)单模光纤(Single Mode Fiber)信噪比(Signal Noise Ratio)半导体光放大器(Semiconductor Optical Amplifier) 自相位调制(Self-Phase Modulation)波分复用(Wavelength Di

19、vision Multiplexing) 交叉增益调制(Cross Gain Modulation)交叉相位调制(Cross Phase Modulation)比特每秒分贝单位符号表符口|对照表dBm GHz MHzmW 眦nS ps 毫分贝吉赫兹兆赫兹毫瓦纳米纳秒皮秒独创性声明本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得 的研究成果,除了文中特别加以标注和致谢之处外,论文中不包含其他人已经 发表或撰写过的研究成果,也不包含为获得墨叠盘鲎或其他教育机构的学 位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已 在论文中作了明确的说明并表示了谢意。学位论文作者签

20、名:毒岩 签字嗍 学位论文版权使用授权书年多月/厂R本学位论文作者完全了解墨鲞盘鲎有关保留、使用学位论文的规定。 特授权苤鲞盘堂可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检 索,并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学 校向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。(保密的学位论文在解密后适用本授权说明)学位论文作者签名:专岩 导师签名:签字R期:乃方年占月,厂同 签字日期:F 一淹删 了 , 多 芬砒第J章绪论第1章绪论1.1高速光纤通信中动态色度色散补偿的必要性光纤通信以其独特的优越性,已经成为现代通信发展的主流方向,光纤通 信具有速率高,传输信息量大,传输距

21、离远,抗干扰能力强,保密性好等优点 1-31,在公用通信网和专用通信网上获得了广泛的应用。近年来,随着人们对通 信带宽需求的迅速增长,光纤通信骨干网上单通道传输速率一直在朝着高速率、 大容量和长距离的方向发展【4】,在过去的10年里,光传输速率提高了100倍。 在我国,随着经济的迅速发展,通信技术和通信市场也得到了飞速的发展。单 通道速率为10Gbit/s的系统已经商用化,单信道速率正向40Gbit/s,甚至更高 速率发展。光纤通信发展的初期,甚至没有人怀疑过光纤传输的容量,但是随着光纤 通信系统传输速率的不断提高,影响光纤通信系统的因素逐渐显露出来,从技 术角度来看,限制高速率长距离传输的因

22、素主要包括光纤损耗、色散和非线性 【56】,低损耗光纤和掺铒光纤放大器(EDFA)的成熟有效的解决了高速光纤通信系 统的损耗问题【7】,而色散和非线性成为当前高速光纤通信系统的主要限制因素。 色散引起脉冲展宽,同样限制了传输比特率的提高。色散已成为光信号传输质 量劣化、误码率增加的不可忽视因素。实践证明,无论是主干网,还是城域网, 光传输系统的色散补偿都是维护传输质量的必要单元t8-10。迄今为止,全世界 铺设的光纤干线长达2亿公里以上,其中的80%为G.652光纤。我国的八纵 八横主要干线铺设的基本也都是G.652光纤。随着全球信息业务量的迅猛增 加,通信网络必然要进一步向高速大容量方向发展

23、,开发已有光通信系统的潜 力,在G.652光纤上开通高速系统,关键问题是色散补偿。通常对于不同类型的传输系统,都会给出系统色散容纳数值,累积色散量 小于此数值时光信号可分辨,累积色散量大于此数值时会产生码间干扰。系统 的色散容纳数值将随着系统比特率B的增加而呈平方比率减小,例如10Gbit/s 系统的色散容限约为800.1500ps/nm,当光信道速度达到40Gbit/s时,其色散 容限约为50.100ps/nm,相当于4Km左右的普通单模光纤的色散量。这样高速 系统的色散容纳能力相当小,探测系统对于CD的微小波动都非常敏感。当然 实际的容限还取决于光源的带宽、光脉冲的码型、接收机的灵敏度等因

24、素。 色散补偿技术通常依靠色散元件产生的色散来补偿系统线路上产生的色天津大学博士论文散。目前,已经存在许多成熟的固定色散补偿方法,用于补偿光纤通信系统中 大范围的固定色散,如色散补偿光纤(DCF)法【。6】,光纤布拉格光栅补偿模 块法117.181,光源预啁啾法【19】,中点谱反转法【201,双模光纤法等。上述方法均具 有补偿范围大,补偿量固定的特点,均可用于常规光纤传输网,提高了传输距 离。但是,固定补偿后传输系统的累积色散还有残余,对于色散容限比较高的 低速系统,残余的累积色散不会影响光信号的传输,但对于色散容纳能力小的 高速系统,探测系统对于累积色散的微小波动都非常敏感,即使进行了完善的

25、 静态色散补偿,也难以保证系统的性能,因为色散受环境影响的微小变化也随 着传输系统色散容限的降低而变得不容忽视起来21,22。下述因素都将导致传输 链路中CD的微小动态变化:(1)光网络中路径的动态选择,使得光信号从发送到接收所经过的光纤长 度和光器件的数量和种类均是动态变化的,光信号色散、光脉冲展宽与路径密 切相关,则线路上残余色散量也是动态变化的。光通信网络相关支撑器件的多 样化和可配置功能使得普通点到点波分复用通信系统拥有灵活节点。城域网通 过不同拓扑结构将具有不同传输物理特性的子网络连接,特别是光交换/路由 器、光分插复用器等关键光节点技术能完成光节点处任意光纤端口之间的光信 号交换及

26、选路,增加了光网络传输路径的不确定性。(2)天气变化、环境温度将导致色散波动,例如500km左右的光纤中色散值 随温度的变化为lps/(nmo C),对于色散容限为50.100ps/nm的40Gb/s系统, 其允许的温度变化范围仅为600C左右。 .(3)元件老化将导致色散波动(4)光源的频率漂移导致传输系统的色散系数发生微小变化,从而引起累 积色散值的变化。综上所述,动态变化的残余色散将成为光纤通信系统传输距离的主要限制 因素,最终限制光网络的波长路由与匹配。色散补偿单元必须具备动态可调谐 功能才能适应下一代光通信网发展的需要。因此,在动态波长路由的光网络中, 需要动态色散补偿技术的支持。1

27、.2高速光纤通信对动态CD补偿技术的要求动态色散补偿系统主要由可调节色散补偿器件和反馈控制信号提取装置组 成,其结构框图如图1.I所示。反馈控制信号提取装置实时检测光纤通信线路 中的色散,并提供一个与色散有关的反馈信号,用于通过控制算法控制可调节 色散补偿器件的补偿量,使之完全地补偿线路中动态变化的残余色散。2第1章绪论图1.1动态色散补偿结构框图不同网络结构和组网方式对于色散补偿器件的技术要求也不同,但是总的 说来,下一代光网络对于动态色散补偿器件有如下一些基本要求23】/插入损耗要低:为了弥补色散补偿器件的插入损耗,通常将其和光放大 器连在一起使用。降低色散补偿器件的插入损耗,对于灵活应用

28、以及减小系统 功率代价非常有意义;/多信道补偿或者宽带补偿:多信道补偿在性价比上要比单信道补偿更具 有优势;同时,光网络向着动态配置网络发展,承载信道的光波长会随时发生 改变,多信道色散补偿器件不需要调节就能够适应工作波长的变化,而单信道 色散补偿器件就需要实时调节工作波长;/响应时间要短:为了适应网络倒换保护的需求,动态色散补偿器件的调 节响应时间必须在毫秒量级;/带内插入损耗一致性要好:对于动态色散调节器件,调节范围内的插入 损耗一致性要好,避免由于插入损耗的变化,引起系统功率代价变化;/器件可靠性好,易于维护和操作,并且有失效保护;/封装尺寸小。同时,动态色散补偿系统中需要一种结构简单且

29、有效的反馈控制信息提取 方法,监测系统中累积色度色散值,以控制动态可调节色度色散补偿系统中的 可调节色度色散补偿器件。动态色散补偿系统对反馈控制信息有如下要求: /反馈信息受色度色散影响比较大,且不易受其它因素影响;/探测方法简单易实现,最好不要调制发送端;/探测灵敏度要尽量高,测量范围要尽量大;/探测系统要保持稳定,能用于高速传输线路;1.3可调谐色散补偿技术研究现状当前存在的动态色散补偿单元的可调谐功能由两种方法实现:一是在固定 式色散补偿单元上附加一个调谐单元,通过控制调谐单元状态实现动态色散补 偿;另一种是调节色散补偿单元本身结构和物理参数,以改变色散补偿响应。 已报道的动态色散补偿技

30、术主要有以下几种:温度或应力调谐型啁啾光纤光栅3天津大学博士论文陟311、虚像相位阵列【32,33)(VIPA)、GT干涉仪标准具(G.T etalons)、平面波导器 件(PLC)、阵列波导光栅(AWG)、模问色散技术、电域色散补偿方法(EDC)。1.3.1温度或应力调谐型啁啾光纤光栅(CFBG)FBG可被看作一个光滤波器,入射光在FBG的截止频带(stopband)范围 内被反射,stopband的中心波长称为布拉格波长厶=-人,其中万为有效折射率, 人为光栅周期。FBG用于CD补偿可分为均匀周期FBG和啁啾FBG两种。 根据耦合模理论,均匀周期FBG的截止频带内色散为0,只在截止频带外

31、引入色散,因此均匀FBG用于CD补偿需要用其透射光。然而,以下原因阻止 了普通均匀周期光栅用于CD补偿:1、光栅的三阶色散。2、在截止频带周围, 光栅的透射谱具有很严重的抖动(rapid variations)。3、透射率降低。可通过切 趾的方法解决上述问题。虽然均匀光栅已经被用于CD补偿,由于其截止频带 (带宽)相对较窄(通常小于0.Into),因此不能用于高速系统。啁啾FBG的截至频带相对较宽。由于啁啾FBG的光学周期万人沿光栅长度 方向变化,使得布拉格波长(厶=-人)也沿光栅长度方向变化,因此入射光 脉冲中的不同频率分量在光栅的不同位置被反射。实际上,啁啾FBG的截止频 带可以看为光栅不

32、同位置上许多小截止频带的叠加结果,这些小截至频带随布 拉格波长的变化而改变。如果光栅的周期人沿光脉冲传播方向线性增大(即布 拉格波长增大),则输入光脉冲的低频分量延时比高频分量大,即产生反常色散。 反之产生正常色散。设瓦为光波在长度为L,的光栅中传输一个来回所需的时 间,则瓦=2ffL。C,同时,瓦与FBG的色散系数D,之间有如下关系: L=D。L。从,其中五为光栅两端布拉格波长之差,即啁啾光栅截至频带的带 宽。从上述两式可得色散系数D。的表达式为:D。=2-/c(旯),即CFBG引入的 色散值为D,。=2砚。/c(五),线性啁啾的FBG在整个带宽范围内色散值相同。 非线性啁啾的FBG在不同波

33、长处的色散值不同。利用光纤光栅对温度、压力和应力的敏感性可以改变其啁啾特性。从而改 变其色散特性,实现CD可调谐。对于线性啁啾FBG,为实现CD的改变必需 实现FBG的啁啾量在一定范围内可调,需要施加线性变化的应力或温度。对于 非线性啁啾FBG,由于其不同波长处的CD值不同,对其施加均匀变化的应力 或温度会使CD曲线向长波长或短波长方向平移,从而引起给定波长处CD值 的变化。理想的色散补偿器要求在较宽的补偿频带内有线性的时延特性。啁啾光纤 光栅虽能在较宽的频带内提供较大的线性群速度色散,但其时延存在很大的振 荡性,反射谱存在较多的旁瓣,必须用切趾方法抑制反射谱中的旁瓣,减少时4第1章绪论延的振

34、荡性【341。钟形的切趾包络函数在光栅中心位置的耦合系数最大,两端逐 渐减小,使得光栅的本地布拉格反射波长的旁瓣减小,从而减小时延的振荡性。1.3.2虚像相位阵列(VIPA,Virtually Imaged Phased Array) 虚像相位阵列CD补偿方案使用微透镜技术和角色散原理,使不同的波长 =的光传输不等的距离,实现要求的群延迟【35.36。其工作原理如图1-2所示,图1.2虚拟成像相位阵列进行色散补偿的原理图从单模光纤出射的入射光经准直透镜准直后再经半圆柱镜聚焦到玻璃平板 上。玻璃平板的入射面除入射窗口区域镀增透膜(AR)外,均镀反射率为100%的高反膜,其出射面则镀以反射率为98

35、%的高反射膜。入射光以很小的入射角 从入射窗口进入玻璃平板;被聚焦到出射面。入射光的一小部分(约占总能量 的2%)从高反层出射,经过光束腰后发散。其余的光在玻璃板中被再次反射, 又有一部分从高反层出射,这样输入光在板内进行多次反射。被分成具有恒定 位移的光通道,每个光通道具有一束似乎是从虚像光束腰部发散出的光。光束 腰的虚像沿着玻璃板的法线方向自准直,因此像到像的问距是一个恒量,约等 于玻璃平板厚度的两倍,它们仿佛产生于一个光的相位阵列,因此称作虚像相 位阵列。上述光通道中的发散光束相互干涉产生会聚光束,这些会聚光束以一 个与波长有关的角度传播,然后通过一个聚焦棱镜线性聚焦到一个反射镜上, 反

36、射光再次入射到玻璃平板然后被耦合回光纤,对光路中每个波长而言,返回 的光与入射光的传播路径正好相反,因此返回的光与入射光纤相耦合,并通过 光环形器输出。作为角色散器的玻璃板对于不同波长的光的输出角不同【3丌,则 不同波长光的传输距离不同,这就导致了色散的产生。利用等厚干涉的原理可 以获得不同波长光与其输出角度的关系【38】:m2/力=2dcos口5l(式中11是玻璃平 板的折射率,旯是波长,矽为输出角度,d为玻璃板平厚度,m为整数)。因此, 当光波长变大时,输出角度较小,从VIPA出射的光稍向下偏移,相应的,光 线会聚到反射镜上稍微低的位置,设反射镜为平面镜,则返回VIPA的光的主 光线的空间

37、位置将变低,使得传输距离较短;反之,短波长的光线向上偏移, 具有较长的传输距副”】,产生负色散。当玻璃板厚度d为1衄时,相邻光通 道问的距离l为50um,角色散近似为为2.2。/riml401。根据计算可得色散系数为:5天津大学博士论文D=一黑(/一+皇掣一乃(y)】(1-1)a)O f2D=一善j(/一 +竺半一乃(y)】cH】 ay其中f为聚焦透镜的焦距,a为主光束腰到透镜中心的距离,O为入射角, JIi(y)为透镜表面的曲面函数,为玻璃平板的输出角。.由波长范围和折射率 决定,焦距f通常为固定的,通过改变玻璃平板到透镜中心的距离a和入射角O 来改变色散【4】,也可以通过设计3维反射镜的形

38、状得到所需色散值421,通过移 动反射镜的位置实现色散的动态调谐。日本Fujitsu实验室在2002年报道了一种通过改变反射镜形状实现色散动 态调谐的VIPA色散补偿器,他们设计了一种曲率半径沿如图所示x轴方向变 化的3D反射镜,当反射镜沿Y轴方向是平面镜或凸透镜时,色散是负数;反 射镜是凹面镜时,色散是正数。通过将3D反射镜沿X轴方向平移可以使色散 值平滑地由正值变为负值。这种可调色散补偿器能实现的色散补偿范围在-800 N+800ps/nm,能达到lps/nm的补偿精度。并已经通过实验实现了VIPA在 1.28Tb/s(40Gb/s X 32eh)短程传输和在3.5Tb/s(40Gb/s8

39、8ch)600km NZ.DSF中 的应用【431。美国Fujitsu实验室报道了一种可调谐VIPA色散补偿器,聚焦透镜 和反射镜的问距固定,并沿透镜轴向同时移动聚焦透镜和反射镜,从而改变玻 璃平板到透镜中心的距离a以实现色散的动态改变。该补偿器的色散补偿范围 在-3160到+660ps/nm。美国purdue大学在2006年报道了一种新型VIPA+空问光调制器(SLM)的色散补偿器件【删,该方法在平面反射镜前加入一个 SLM,用以改变空间分布的不同波长光束的相位以实现色散可调节。该方法能 实现的色散补偿范围在-4080到+850ps/nm,并已经通过实验实现了10Gb/s 240km SMF

40、传输中的应用VIPA色散补偿方法具有偏振无关性,其偏振模色散非常小。可用于WDM 系统。但其插入损耗较大。1.3.3G-T干涉仪标准具(G.T etalons)Gires.Tournois干涉仪与Fabry.Perot干涉仪的区别在于其形成谐振腔的两 个反射端面中有一个反射面为高反射,另一个面为低反射的。实际上G.T干涉 仪就是一种全通滤波器(A11.Pass Filter,APE)。全通滤波器概括了一类相位响应 系统,其系统响应函数可简单表示为何(缈)=旧(缈)IP一),即系统对于光信号的 强度没有影响但是改变了光信号相位分布,这种相位响应可以用于进行色散补 偿。通过分析认为G.T干涉仪的多

41、信道滤波和色散特性可以用于多信道色散补 偿,且具有结构简单和色散量动态可调谐等优势【451。G.T干涉仪的两个可调因 素为反射率和谐振腔长。其色散值可由下式求得:6第l章绪论。 8r(1一,J2)sin(2A),1们 u一面面7j忑瓣 u屹72忍f1十r22rcos(2)12、 其中r为低反射面的反射率,与色散的大小有关,为单程差,取决于腔 长,决定了色散的周期分布,c为真空中的光速。已报道的用于色散补偿的G-T干涉仪实现方法主要包括光学标准具组法、 微电机械系统(MEMS)法和基于光纤布拉格光栅的全光纤方法133l光学薄膜标准具组法调谐色散如图1.3所示,光学标准具组是由多个光学标准具构成的

42、,每个光学薄膜 标准具,形成一个G-T干涉仪附】。标准具属于体光学元件,需要与光纤进行耦 合,可以采用准直棱镜、格林棱镜【47】或自聚焦棒实现。由于形成G.T谐振腔的 薄膜具有固定的反射率,G.T干涉仪的两个可调因素(反射率和腔长)只有一 个可调【4引,通常通过对薄膜标准具的温度控制来改变光学腔长。温度变化导致 薄膜群折射率的改变,从而在保持群延时曲线的形状的同时改变G.T干涉仪群 延时曲线的中心波长。另外,从图(b)中的群延时曲线可以看出,单个标准具产 生的色散具有很大的色散斜率,因此使用一个标准具很难实现大范围宽带宽的 色散补偿,必须采用级联多个标准具的形式。图(b)给出了单个标准具元件的

43、群 时延曲线和标准具组的群时延曲线,如图所示,级联标准具组的群时延曲线为 每个标准具群时延曲线的叠加,这样就扩宽了标准具元件的通带带宽。合理调 节每个标准具元件的中心波长,使得叠加后的标准具组实现大范围色散可调谐。 如果在最后一个标准具后加反射镜,再在输入就能实现大范围的色散可调【501。 7天津大学博士论文图1.4多层镀膜的方式实现的多谐振腔的标准具美国Novera Optics公司在2005年报道了一种用7个单腔标准具级联实现 的标准具组可调谐色散补偿器,该器件适用于10Gbit/s系统(带宽20GHz),补 偿范围为500ps/nm,最短可调谐步长为25ps/nm。美国JDSU公司在20

44、03年 报道了一种由两个多腔标准具(4层薄膜)级联形成的可调谐色散补偿器,补 偿范围为+200一220ps/力肌,带宽80GHz,可用于40Gbit/s系统,FSR为200GHz, 能用于WDM系统【5l】。另外朗讯贝尔实验室52J和美国Avanex公司f53】也做过利 用单个标准具进行固定色散补偿的报道。基于MEMS(微电机械系统)的色散调谐技术畔OV广1*PSG-弋0-I怕毒埘砷 II【 1列 。竹一 l一鏖垫=匡垒。 图15MEMS G.T干涉仪器件基本结构MEMS G.T干涉仪器件的基本结构如图1.5所示,包括一个硅基底、一个 空气带(3Ao/4厚度)、一层四分之一波长厚

45、度的绝缘体(硅一氮化合物)薄膜, 硅基底的下表面涂上一层高反射层(90%)。由绝缘薄膜和基底的上表面形成 的腔可看作一个部分反射镜,其反射率约为70%,硅基底的厚度L为G.T谐振 腔的腔长。在绝缘薄膜上施加电压产生静电力使绝缘薄膜靠近硅基底,能改变 空气带的厚度,从而改变部分反射镜的反射率,实现色散可调。在硅基底中安 装热电制冷器(cooler),利用热光效应改变谐振腔的光学长度实现中心波长的可 调性。一级G.T干涉仪实现的APF的带宽比较窄,且色散增加需以带宽降低为代 价。而多级APF能够实现色散和带宽的增加。N级APF的群时延可表示为: f()=丁竺。(1一)/(1+一2p.cos(coT

46、一九) (1-3) 其中成为部分反射率;九为第n级APF的相位,与谐振腔的光学长度有 关;T为单位延时,与FSR有关。t(co)对波长求导可得色散D=dr/dA(ps/nm)。 美国朗讯贝尔实验室的C.K.Madsen等【矧报道了利用2级APF实现的通带 带宽50GHz、CD调节范围士lOOpslnm和通带带宽30GHz、CD调节范围 200ps/nm。利用4级APF实现80GHz带宽和100ps/nm的CD调节范围。8第1章绪论基于MEMS技术的APF滤波器方法结构紧凑,色散调节方便,具有良好的偏 振无关性,但其损耗较大,且制造方法比较复杂,成本较高。1.333基于光纤布拉格光栅的全光纤型分

47、布式G-T干涉仪分布式G.T干涉仪(DGTE)用光纤布拉格光栅(FBG)代替经典G-T干涉 仪中的反射镜,如图I-6所示,DGTE由两个均匀周期FBG或啁啾FBG级联 或重叠构成【551。两根光栅分别为强反射光栅和弱反射光栅,其中强反射光栅具 有接近loo%的反射率,代替全反射镜,弱反射光栅的反射率较低,代替部分 反射镜。通常采用带宽较宽的啁啾光栅,两啁啾光栅应具有相同的啁啾系数, 以保证G.T干涉仪具有固定的自由谱范围。利用温度或应力调节弱光栅的反射 率能够实现G.T干涉仪色散特性的改变。这种基于光纤光栅的G.T干涉仪具有 G.T标准具的全部特征,同时由于它是全光纤型结构,便于实现与光纤通信

48、网 络问的良好耦合,与其它类型的G.T干涉仪相比具有低插入损耗和优良的性价 比【561。light钿k k k ;=2IillllllUIIil-liill21illlll 磁詹倒 、 weak啪棚嘲甩G 图1-6基于光纤布拉格光栅的全光纤 型分布式GT干涉仪结构图彳,4.I V ”b I ,U_图1.7DGTE组合结构图使用多个DGTE组合构成可调谐色散补偿器能够改善其色散属性I罗71,如图 1.7所示为利用一个4端口的光环形器级联两个DGTE形成的可调谐色散补偿 器,由于单个DGTE存在色散斜率5s】,将两个DGTE分别设计为具有负色散斜 率和正色散斜率,且色散斜率数值相同,这样在一定的频

49、段内就能产生平滑的 色散曲线。再通过温度或应力控制两个DGTE来改变色散值的大小。英国Indigo Photonics公司的X.Shu等人【59】报道了利用两个基于FBG的 DGTE级联构成的可调谐色散补偿器,能实现200ps/nm的调节范围和20GHz 的带宽,并将之应用于10Gbit/s系统。加拿大COPL的研究人员【60】利用一个双 腔DGTE和一个单腔DGTE级联构成的可调谐色散补偿器,能实现460ps/nm 的色散调节范围和25GHz的带宽。1.3.4平面光波导(planar lightwave circuits,PLC)在平面波导上集成制成的补偿器件具有集成度高和补偿灵活可调、准确

50、的 优点。不足之处是不易于与光通信系统的连接,插入损耗大、通带窄、制造复 杂且对输入的偏振态较敏感。PLC色散补偿技术通常基于Maeh-Zehnder干涉 9天津大学博士论文效应,整个器件功能等效为一个FIR或IIR滤波器。相应地,PLC技术也分为 有限冲击响应(FIR)滤波型和无限冲击响应(UR)滤波型。1.341FIR型有限冲击响应滤波器采用前馈方式实现,如图1.8所示为N阶栅格式M.Z 干涉仪,由N个相同结构的M.Z干涉单元级联而成【61】。图中眈代表耦合系数, f为M.z干涉仪两臂的时延差,以代表相位差,f为固定值,皖和以可调,通 过在干涉臂中加入薄膜加热器利用光纤的热光效应控制相位差

51、以,而图中的耦 合器是由等臂M.Z干涉仪形成的【62J,如图1-9所示,通过控制图中所示的相位 差实现幺可调。N阶PLC补电实验室在1994年报道了一种12阶栅格式的色散补偿PLC, 能够实现.383”-615ps/nm的补偿范围63,64。又于1996年报道了一种用于2.5Gb/s 系统的24阶栅格式色散补偿PLC,色散补偿范围在.1006,-834ps/nmt651。意大 利Photonic Networks National Laboratory66螂】在2003年报道了利用接收端信号 的最小均方误差(MSE)作为反馈信号控制FIR型PLC实现自适应CD补偿的实 验工作,对于40Gb/s

52、和160Gb/s的传输速率,分别实现了l阶、2阶和4阶FIR 型PLC补偿器,40Gb/s系统的补偿范围分别为0-一4、 和O;l 系统 的 补 偿 范 围 分 别 为 , 9p s /n 、 m 004. 74p s /n m l 72p s /n m 60Gb/s0”-”3ps/nm 6ps/nm和01lps/nm。德国kiel大学和Siemens公司在2001年联合报道了【叫10阶FIR型 PLC色散补偿器的理论分析,并在2004年报道了【742.46Gb/sNRZ码的自适应 色散补偿实验,使用的6阶栅格式补偿器的补偿范围为100ps/nm。1.34211R型-tb1日 Ont (a)

53、(b)图1.10反馈式环形振荡器结构 10第1章绪论无限冲击响应滤波器型PLC通常采用反馈方式形成环形振荡器结构,实现 全通滤波(APF),图1一lO(a)所示为一基本环形振荡器结构,其频率响应函数为 【7l】.H(CO、=eM (1-4) 式中r为环形腔的相移,t为耦合器的耦合系数,T为环形腔的延时。由 上式可求得环形振荡器的群延时为:. 删钉云i矿毛而(1-5) 从上式可以看出,这种技术与G.T干涉仪法具有相似之处,其频率响应也 具有周期性特点,自由谱宽度(FSR)与环形腔的延时成反比,而色散量与环形腔 延迟成正比,因此单级环形腔结构的色散量和通带带宽互相制约,通常采用多 级级联结构来改善

54、其色散特性【721。延时T决定了环形腔色散补偿器的自由谱宽 度,与色散值相关的可调谐变量为相移谚和耦合系数【_73】,与FIR型的结构类 似,通过在环形腔中加入薄膜加热器利用光纤的热光效应控制相位差谚,使用 等臂M.z干涉仪作为可调耦合器,如图1.10(b)所示,等效耦合系数 =l一4x(1一K)COS2(丸/2),由相位控制器屯决定。朗讯贝尔实验室的C.K.Madsen研究小组曾多次报道以掺硅平板波导制备 的环形谐振腔型色散补偿器件174,75J。包括1999年报道的利用4阶环形振荡器级 联实现的可调谐CD补偿器,其FSR为25GHz,带宽为14GHz,色散补偿范围 1800ps/nml76

55、】;2002年报道的利用4阶器件实现的用于40Gb/s系统的补偿范 围为+150ps/nm的可调谐CD补偿器I7。71。日本NEC公司在OFC2004上发表了 基于高折射率差的PLC环形共振腔技术【78,79】,研制的PLC动态CD补偿器带宽 25GHz,调节量达+800R8/nm,该器件由SiON平面波导上的8个环形共振腔 组成,每个共振腔由热光相移器控制,分别对应不同的FSR。1.3.5阵列波导光栅(AWG)AWG由三部分组成,即输入输出波导、平板波导(自由空间耦合区FPR) 以及连接两平板波导的阵列波导光栅。其结构如图所示,FPRl使光功率分布 到阵列波导光栅中,FPR2将阵列波导光栅中

56、的光功率耦合到输出波导18。 对于多路输出的AWG,在每个输出端口处,输入到输出耦合器问的相移 量都不相同,即由阵列波导延时线导致的相长干涉波长不同,因此,每个输出 端的峰值响应频率都不相同。在每个阵列波导中引入相位变化能够导致通带平 移。沿每根波导引入线性增加的相位超前能将通带移向短波长方向且不改变通 带的形状;引入二次变化的相位超前能增加通带的带宽,因为两相邻波导对通天津大学博上论文带带宽的贡献主要依赖于两相邻波导问的相位差,这种二次变化的相位超前(或 称啁啾)可以被用于进行色散补偿。Voltage-dependent linear图1.11用于动态CD补偿的AWG结构图如在阵列波导上施加

57、与波导序数(i)成平方比率关系的相位超前则短波导 把低频波段的光汇聚到输出波导;长波导将高频分量汇聚到输出波导。即高频 分量(蓝移)将获得较大的绝对延时,产生负色散。为实现动态色散补偿,在阵列波导中插入电压可控的梯形相位轮廓区域 A(Va)和抛物线形相位轮廓区域B(Vb),如图所示。其中参数A控制AWG的通 带位置,参数B控制色度色散。利用傅立叶一菲涅耳传输理论可求得AWG色 散随二次相移系数B(Vb)的变化趋势。如下式所示。;尊。 r!墨芷.F一1曰(,。) (16) 弧4FSR,cl f丛趔1+ILk 2FSR /16j从式中可以看出:随FSR的增大色散减小:随着参数B的增大,色散值先 增

58、大后减小,并有一个最大值。论文【引】中仿真了一个FSR=3.2nm,中心波长 1560nm的AWG器件,其可获得的最大色散值为6980ps/nm文献【82】利用具有共同FPR的双AWG和相位控制装置实现了动态CD补偿, 相位控制装置由一温度可控的棱镜实现,并置于两AWG的共同FPR区域中, 棱镜引入抛物线型的相位变化,棱镜宽度等于AWG的空间FSR,空间FSR即 相同波长的两相邻干涉级次在焦平面上成像位置间的距离。在第一个AWG的 输出端实现空间分离的不同谱分量进入共同的FPR区域,经过相位控制棱镜, 到达共同FPR区域的终端,第二个AWG将空间分离的谱分量重新结合并耦合 到输出端。通过改变棱镜引入的相位变化可控制整个装置引入的CD。此装置产