抽头式电感器提高离线降压转换器的性能解析

1、抽头式电感器提高离线降压转换器的性能单的降压转换器对于低功率电源非常有用，且性价比高，适用于输入至输出隔 离非必需的应用。而在离线主电源中，由于转换器输出电压较低，输入至输出 电压差过高，增加了降压转换器中的峰值 - 平均电流比，导致电源元件工作的占 空比极低，并通常会降低能效和电路性能。本文介绍一种解决方案，即利用抽 头式降压输出扼流圈来解决这些问题。 降压转换器工作图 1所示为 300mA、 12V输出电压（功率3.6W）的传统离线降压转换器。该转换器采用了安森单的降压转换器对于低功率电源非常有用，且性价比高，适用于输入至输出隔 离非必需的应用。而在离线主电源中，由于转换器输出电压较低，输

2、入至输出 电压差过高，增加了降压转换器中的峰值 - 平均电流比，导致电源元件工作的占 空比极低，并通常会降低能效和电路性能。本文介绍一种解决方案，即利用抽 头式降压输出扼流圈来解决这些问题。降压转换器工作图1所示为300mA 12V输出电压（功率3.6W）的传统离线降压转换器。该转换 器采用了安森美半导体的集成 MOSFE的NCP1014单片电流模式控制器，使电路 最简洁；当然，也可以采用分立控制器 NCP1216和一个独立的MOSFE来配置。 稳压和反馈由齐纳二极管Z1、相关电阻R2和R3及光耦合器U2所构成的简单 网络来达成。需要光耦合器是因为 NCP1014空制器的接地位于开关节点，而光

3、 反馈是克服相关的 dV/dt 和其他类型分立反馈和 / 或电压偏置电路相关高压问题 的最简单、最经济方法。这个电路图还包括一个简单的传导型电磁干扰（EMI）滤波器，含C1、C2、L1和C3构成的n网络。图1离线降压转换器带传统电感如同典型的降压工作，大电容 C3两端的离线电压为U1的内部MOSFE漏极（引 脚3）提供直流电平，MOSFE的源极（引脚4）会控制直流电平的开和关，并提供 给由电感L2和电容C4组成的滤波器。这个由电感L2和电容C4组成的L/C输 出滤波器通过由Z1/U2组成的电压感测/反馈电路和U1中的脉宽调制（PWM） 将 开关矩阵波形均化为C4所需的直流输出电压。当U1中的M

4、OSFE处于关断状态 时，续流二极管D5为L2续流。降压转换器的直流输出电压由 Vout=DX Vin所确定。其中，D是L2输入提供的 矩形波的占空比（MOSFE导通时间除以总开关周期 T）; Vin是提供给降压开关 电路的直流电压。对于120Vac额定输入和12Vac输出而言，我们能够轻松地计 算出内部MOSFE开关的所需占空比DoD=Vout/(Vinac x 1.4)=12/(120 x 1.4)=0.07对100kHz的开关频率(T=10卩s)而言，这个占空比非常小，相当于0.07 x 10卩S=0.7卩S的导通时间。这样短的导通时间实际上不比控制器的内部 传播延迟长多少，并没给因负载

5、改变的脉宽动态范围多少余量，且当负载电压 降至使 L2 电流不连续时，自然会导致子开关 (sub-switching) 进入频率脉冲跳 周期工作模式。这个模式工作也许可行，只要电源的输出纹波不是太高和 /或电 感中没有可听噪声。在低占空比模式下，还需要提高主输出扼流圈 L2 的电感，以避免在最低额定输 出负载时出现非连续导电模式(DCM)。电感设计也与MOSFE的峰值-平均电流 比有关。流经内部MOSFET U的峰值电流是输出负载电流和 L2的磁化电流之 和。在额定线路条件(C3上165Vdc)下，开关周期末期的峰值磁化电流由 E=Lx dI/dt 这个关系等式所确定。整理这个等式可得到： d

6、I=(E x dt)/L 。本例 中的磁化电流就为：dl=(Vindc- Vout) x dt/L=(165 -12) x 0.7/750 卩 H=0.143A 峰值MOSFE电流将是：300mA最大负载电流)+143mA=443mA 假定没有容限变化，NCP1014勺额定规定过流脱扣(overcurrent trip)电平是450mA因此，这里的问题就是我们怎样才能避免上述低占空比问题，并能使用 相同的半导体器件，做最少的电路变更而从这个降压转换器获得尽可能大的输 出电流。解决方案图 2 离线降压稳压器采用抽头式电感和电流升流输出只要做出修改，便能解决与低占空比相关的问题。从图 2所示的抽头

7、式电感降 压转换器电路图可见，它还能提供更大的输出电流。从输出端将电感抽头在 25%并在这个节点连接续流二极管，我们可将 MOSFE新的占空比提高至接近 D =0.24或2.4卩s,而输出电流可增加大约3倍至近1A。扩展后的占空比D 和峰值电流升流效应 lboost 之间的关系如下。D=(N+1)/N+(Vindc/Vout)其中，N是抽头任意端两个绕组的匝数比。在本例中，左端或抽头输入端的绕 组拥有 3 倍于输出或抽头续流端绕组的匝数。峰值电流升流能力由下面的公式 确定。lboost=(N+1)/(N xVout/Vindc )+1直流电压输出至输出转换等式这时候变为：Vout=Vindc/

8、(N+1)/D-N这种解决方案的可行性 电感中的电流必须连续的这种说法是不正确的。事实上，电感的电流 I 与匝数 N的乘积却是必须连续的，也就是说，NI的值在整个开关周期T内都必须保持 恒定。在抽头式电感中，MOSFE导通时的N为全部的电感匝数。但是，当 MOSFE关断时，绕组输出端的电流必须迅速增加至峰值电平，即导通电流的 4 倍，因为输出或续流二极管的匝数只是整个绕组匝数的 1/4 。这个转变的典型 电流波形如图3所示。图中，MOSFE导通A段为电压在整个电感上的磁化斜 坡。当开关关断时，B段中出现电流中断，电流在此处跃升至由峰值电流。电 流上升-下降斜线C由输出电压和MOSFE关断时续流

9、二极管上的压降所确定， 并可由这个关系等式表示：dl=(E X dt)/L。需要注意的是，L是全通态绕组电 感的1/16，因为电感与N的平方成正比。由于电感会调整经过它的电流波形， 续流绕组在关闭时间的波形区域大于导通时间电流波形的区域，因此平均输出 电流会更高。图 3 抽头式电感的电流波形局限及实际考虑 当输入至输出电压差减少时，升流的好处将会消失。再从另一角度看电流升流关系，由lboost=(N+1)/(N X Vout/Vindc)+1 可知，当输出电压 Vout接近输 入电压Vin时，分母变成N+1,整个算式的值减小。在输入电压极高时，这个 算式的值接近N+1,因而在某个合适的点对电感

10、进行抽头，就能够有效地将输 出电流升流。这个关系等式说明了峰值电流升流效应，但由于电感的集成效 应，实际输出电流增加会是电流波形的加权平均。由于绕组两段之间泄漏电感的负面影响，抽头在电感的位置及如何获得抽头节 点也很重要。抽头应使用多线并绕组 (multifilar winding) 技术，这种技术能 实现对称及交错的绕组，降低泄漏电感。对于图 2中的电感L2来说，线圈应当 采用平面绕组 (flat winding) 制造 ( 没有绞合 ) ，四个绕组同时绕 ( 四线并绕组， “四条线并列” )，然后以串行辅助方式连接四个绕组 (一个绕组的“结束”顺 接下一个绕组的“开始” )。第三段至第四段

11、的连接成为续流二极管的抽头。这 种绕组技术确保所有绕组具有对称的磁通量“沉浸”，而泄漏电感极小。对于 较低输入电压而言，绕组配置可以采用双线绕组来实现，这时 (电感)仅有两个 绕组，抽头位于中间点，而两个绕组在这个中间点以串联相加形式连接。在这 种情况下，上述关系等式中的 N变为1,因为绕组拥有相等的匝数。一个好方 法是选择一种将扩展的占空比 D置于0.2和0.5之间某处的配置。如果使用 传统降压转换器，D大于0.25，那么抽头式电感方法将可能没有好处。实践显 示，对电感进行抽头使得N等于1、2或3(取决于输入至输出电压比)时常将会 有满意的结果。抽头式电感的另一个后果是 U1中开关MOSFE

12、的源极上额外的负电压偏移，因 为这时续流二极管无法直接将这个电压钳位至低于输出共轨的二极管压降。 MOSFE上的额外负电压将是降压输出电压加上二极管压降，再乘以续流绕组的 全部电感绕组的匝数比所得。采用上述多线线圈绕组技术，这个尖峰应当可以最小化；但视乎MOSFE的额定电压，在开关节点至输出共轨间可增加一个小型 电阻/电容(R/C)缓冲器(R4及C8)，能够消除尖峰。假定通用主电源在高压 (270Vac)输入，MOSFE上的峰值电压将是在 500V左右，在NCP1014勺700V额 定值以下。另外一个受抽头式电感影响的问题是输出电容 C4的额定纹波电流。MOSFE关 闭时，电感电流中突兀的电流步幅将被电容感测到，而