双闭环可逆直流脉宽PWM调速系统设计

1、IIHIN COLLEGE OF FDJliN fflIM W FMESW mifflSin交直流调速课程设计设计题 目 双闭环可逆直流脉宽 PWM 调速系统设计所 在 系信息与机电工程系姓名林超学号116711010任课老师郑金辉专业年级电气工程及其自动化 2011级目录交直流调速课程设计任务书 1.1 题目：双闭环可逆直流脉宽 PWM 调速系统设计 1.2 设计目的 1.3 系统方案的确定 1.4 设计任务 1.5 课程设计报告的要求： 2.6 结束语 2.直流调速课程设计说明书 3.1 方案设计 3.1.1 选择双闭环调速系统的理由 3.1.2 选择 PWM 控制系统的理由 5.1.3

2、选择 IGBT 的 H 桥型主电路的理由 5.1.4 方案选定 5.1.5 双闭环可逆直流脉宽调速系统的原理 6.2 主电路结构的设计 6.2.1 PWM 变换器介绍 6.2.2 桥式可逆 PWM 变换器的工作原理 7.2.3H 型主电路的波形分析 7.2.4 泵升电路 9.2.6 双闭环系统的稳态结构图 112.7 双闭环直流调速系统的动态结构图 1. 22.9 双闭环直流 PWM 调速系统的硬件结构图 1. 23.1 整流变压器的选择 1.33.2 IGBT 管的参数 1.43.3 缓冲电路的参数 1.43.4 整流二极管的参数 1.43.5 泵升电路参数 1.54 系统控制电路的设计 1

3、.54.1 PWM 信号控制器 1.54.1.1 SG3525芯片的说明 1.54.1.2 SG3525芯片各部分功能164.2 驱动电路选用 1.74.2.1 UAA4002 驱动电路的特点 1. 84.2.2 正、反向驱动的功能 1.85 双闭环调节器设计 1.95.1 电流环的设计 1.95.1.1 确定时间常数 2.05.1.2 选择电流调节器结构 2.15. 1 .3选择电流调节器参数 2.1检验近似条件 2.1计算ACR的电阻和电容 225.2转速环的设计 2.25.2.1 确定时间常数 2.25.2.2 ASR结构设计235.2.3 选择 ASR 参数 2.35.2.4 校验近似

4、条件 2.35.2.5 计算 ASR 电阻和电容 2. 35.2.6 检验转速超调量 2.45.2.7 校验过渡过程时间 2.45.3 反馈单元 2.4.5.3.1 转速检测装置选择 2.45.3.2 电流检测单元 2.56 结束语 2.5.7 系统总电路图 2.6.参考文献 2.7.交直流调速课程设计任务书1 题目： 双闭环可逆直流脉宽 PWM 调速系统设计2 设计目的1、对先修课程（电力电子学、自动控制原理等）的进一步理解与运用2、运用电力拖动控制系统的理论知识设计出可行的直流调速系统，通 过建模、仿真验证理论分析的正确性。也可以制作硬件电路。3、同时能够加强同学们对一些常用单元电路的设计

5、、常用集成芯片的使用 以及对电阻、 电容等元件的选择等的工程训练。 达到综合提高学生工程设计与动 手能力的目的。3 系统方案的确定自动控制系统的设计一般要经历从“机械负载的调速性能（动、静）一电机 参数f主电路f控制方案”（系统方案的确定）f“系统设计f仿真研究f参数 整定一直至理论实现要求一硬件设计一制板、焊接、调试”等过程，其中系统方 案的确定至关重要。为了发挥同学们的主观能动作用，且避免方案及结果雷同， 在选定系统方案时，规定外的其他参数由同学自已选定。1、主电路采用二极管不可控整流，逆变器采用带续流二极管的功率开关管IGBT构成H型双极式控制可逆PW变换器；2、速度调节器和电流调节器采

6、用 PI 调节器； U*nm=U*im =Ucm=10V3、机械负载为反抗性恒转矩负载，系统飞轮矩（含电机及传动机构）GD2 =1.5Nm2；4、主电源：可以选择三相交流 380V供电，变压器二次相电压为52V;5、 他励直流电动机的参数：见习题集【4-19】（p96） nN=1000r/min，电枢 回路总电阻R=2Q，电流过载倍数入=2;6、PWI装置的放大系数 Ks=11; PWMI置的延迟时间Ts=0.4ms。4 设计任务a）总体方案的确定;b）主电路原理及波形分析、元件选择、参数计算;c）系统原理图、稳态结构图、动态结构图、主要硬件结构图；d）控制电路设计、原理分析、主要元件 / 参

7、数的选择；e）调节器、PWM信号产生电路的设计；f）检测及反馈电路的设计与计算。5 课程设计报告的要求：1、不准相互抄袭或代做，一经查出，按不及格处理；2、报告字数：不少于 8000字（含图、公式、计算式等） 。3、形式要求：以福建农林大学本科生课程设计 （工科）的规范化要求撰 写。要求文字通顺、字迹工整、公式书写规范。报告书上的图表允许徒手画，但 必须清晰、正确且要有图题。4、必须画出系统总图，总图不准徒手画，电路图应清洁、正确、规范。未 进行具体设计的功能块允许用框图表示，且功能块之间的连线允许用标号标注。6 结束语直流调速课程设计说明书、/. 前言在现代科学技术革命过程中，电气自动化在

8、20 世纪的后四十年曾进行两次 重大的技术更新。 一次是元器件的更新， 即以大功率半导体器件晶闸管取代传统 的交流机组， 以线性组件运算放大器取代电磁放大器件。 后一次技术更新主要是 把现代控制理论和计算机技术用于电气工程， 控制器有模拟式进入数字式。 在前 一次技术更新中， 电气系统的动态设计仍采用经典控制理论的方法。 而后一次技 术更新是设计思想概念上的一次飞跃和质变，电气系统的结构和性能亦随之改 观。在整个电气自动化系统中，电力拖动调速系统是其中的核心部分。现代的电力拖动控制系统都是由惯性很小的晶闸管、 电力晶体管或其他电力 电子器件以及集成电路调节器等组成的。 经过合理的简化处理， 整

9、个系统一般都 可以用低阶近似。 而以运算放大器为核心的有源校正网络（调节器） ，和由 R、C 等元件构成的无源校正网络相比， 又可以实现更为精确的比例、 微分、积分控制 规律，于是就有可能将各种各样的控制系统简化和近似成少数典型的低阶系统结 构。如果事先对这些典型系统作较深入的研究， 把它们的开环对数频率特性当作 预期的特性， 弄清楚它们的参数和系统校正指标的关系， 写成简单的公式或制成 简明的图表，则在设计实际系统时，只要能把它校正或简化成典型系统的形式， 就可以利用现成的公式和图表来进行参数计算， 这样，就建立了工程设计的可能 性。1 方案设计1.1 选择双闭环调速系统的理由对于经常正反转

10、运行的调速系统， 如龙门刨床等， 缩短起、 制动过程的时间 是提高生产率的重要因素。为此，在起动（或制动）过渡过程中，希望始终保持 电流为允许的最大值，使调节系统以最大的加（减）速度运行。当到达稳态转速 时，最好使电流立即降下来， 使电磁转矩与负载转矩相平衡， 从而迅速转入稳态 运行。这类理想的起动（制动）过程示于图 1-1 ，起动电流呈矩形波，转速按线 性增长。这是在最大电流（转矩）受限制时调速系统所能获得的最快的起动（制 动）过程。Ed1 Qi u图1-1时间最优的理想过渡过程实际上，由于主电路电感的作用，电流不可能突变，为了是现在允许条件下 的最快起动，关键是要获得一段使电流保持为最大值

11、 Idm的恒定过程。按照反馈 控制规律，采用某个物理量的负反馈就可以保持该量基本不变，那么，采用电流负反馈应该能够得到近似的恒流过程。 问题是，应该在起动过程中只有电流负反 馈，没有转速负反馈，在达到稳态转速后，又希望只要转速负反馈，不再让电流 负反馈发挥作用。为了使转速和电流两种负反馈分别起作用， 可在系统中设置两个调节器，分 别引入转速负反馈和电流负反馈以调节转速和电流， 二者之间实行嵌套（或称串 级）连接。把转速调节器的输出当作电流调节器是输入，再用电流调节器的输出控制电力电子变换器UPE从闭环结构上看，电流环在里面称作内环；转速环在 外边称作外环。这就形成了转速、电流反馈控制直流调速系

12、统（简称双闭环系统）。 为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般采用PI调节器。图1-2转速、电流反馈控制直流调速系统原理图1.2 选择 PWM 控制系统的理由PWM 调速系统具有较大的优越性：（1） PWM调速系统主电路线路简单，需要的功率器件少；（ 2 ）开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小；（ 3）低速性能好，稳速精度高，调速范围广； （4）如果可以与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应快，动 态抗扰能力强；（ 5）功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开 关损耗也不大，因而装置效率高。1.3 选择 IGBT 的 H 桥型主电路的

13、理由IGBT的优点：（1）IGBT的开关速度高，开关损耗小。（2）在相同电压和电流定额的情况下，IGBT的安全工作区比GTF大，而且 具有耐脉冲电流冲击的能力。（3）IGBT的通态压降比VDMOSFE低，特别是在电流较大的区域。（4）IGBT的输入阻抗高，其输入特性与电流 MOSFE类似。在众多PWM换器实现方法中，以H型PWMS换器最为常见。这种电路具备 电流连续、电动机四象限运行、无摩擦死区、低速平稳性好等优点。本次设计就 以H型PWM1流控制器为主要研究对象。1.4 方案选定直流双闭环调速系统的结构图如图 1-3 所示，转速调节器与电流调节器串极 联结，转速调节器的输出作为电流调节器的输

14、入， 再用电流调节器的输出去控制 PWM装置。其中脉宽调制变换器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直 流电源电压调制成频率一定、 宽度可变的脉冲电压序列， 从而可以改变平均输出 电压的大小，以调节电机转速，达到设计要求。总体方案简化图如图所示：11图1-3双闭环调速系统的结构简化图用双闭环转速电流调节方法，虽然相对成本较高，但保证了系统的可靠性能， 保证了对生产工艺的要求的满足，既保证了稳态后速度的稳定，同时也兼顾了启 动时启动电流的动态过程。在启动过程的主要阶段，只有电流负反馈，没有转速 负反馈，不让电流负反馈发挥主要作用，既能控制转速，实现转速无静差调节， 又能控制电流使系统在充分利

15、用电机过载能力的条件下获得最佳过渡过程，很好的满足了生产需求。1.5双闭环可逆直流脉宽调速系统的原理转速、电流双闭环直流调速系统是以直流电机调压为基本调速方式，在电机负载扰动或其它干扰存在时能表现出良好的静态和动态转速性能，同时由于电流环控制及其限幅作用，使电机在动态过程中能在不超载情况下满足转速调整的快 速性和起动特性。采用H桥式电路结构可以实现电机四象限运行， 提高电机运转 的灵活性。此电路拓扑结构中功率开关管的驱动方式为直流脉宽调制（PWM方式，主电路中以两桥臂对角线上的两功率开关管为一组，当驱动电机工作时，对角线上的功率管开关PWM驱动信号相同，互为对角线上的两组功率管PWM信号互 补

16、。规定电机运转的正方向，对应两组功率管分别为正向驱动和反向驱动，当正向驱动功率管占空比大于反向驱动的占空比即 50%电机正向旋转。随着正向驱 动脉冲占空比增大，电机正向电枢电压增大，转速升高，反之亦然。当两组功率 管的占空比相等时，电机转速为零。因此通过调节正反组的功率管的占空比， 可 实现电机正、反方向的调速。2主电路结构的设计2.1 PWM变换器介绍可逆PWM换器主电路有多种形式，最常用的桥式（H型）电路如图4,电动 机M两端电压Uab的极性随全控型电力电子器件的开关状态而改变。可逆PWM变换器的控制方式有单极式、双极式、受限单极式等多种。而通常采用双极式控 制的可逆PWMS换器。2.2桥

17、式可逆PWM变换器的工作原理可逆PWM换器主电路有多种形式，最常用的桥式（H型）电路如图2-1，电 动机M两端电压Uab的极性随全控型电力电子器件的开关状态而改变。可逆PWM 变换器的控制方式有单极式、双极式、受限单极式等多种。而通常采用双极式控 制的可逆PWMS换器。用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定宽度可变的 脉冲电压序列，从而平均输出电压的大小，以调节电机转速。桥式可逆PWMS换 器电路如图4所示。这是电动机M两端电压Uab的极性随开关器件驱动电压的极 性变化而变化。图2-1桥式可逆PWM变换器电路2.3 H型主电路的波形分析双极式控制可逆PWM换器的四个驱动电压波

18、形如图5所示。四个电力晶体 管分为两组，VT1和VT4为一组，VT2和VT3为一组。同一组中两个电力晶体管 的基极驱动电压波形相同，而且它们的关系是：Ug仁Ug4=-Ug2=-Ug3在一个开关周期内，当Owt vton时，UAB=Us电枢电流id沿回路1流通；当ton T/2，则UAB的平均 值为正，电动机正转；反之则反转。如果正、负脉冲相等，ton=T/2，平均输出电压为零，则电动机停止。直流电动机的电枢电压UAB的正、负变化，使电流波形随之波动。电流波形 存在两种情况，如图2-2的id1和id2。Id相当于电动机负载较重的情况， 这时 负载电流大，在续流阶段电流仍维持正方向，电动机始终工作

19、在第I象限的电动 状态。Id2相当于负载很轻的情况，平均电流小，在续流阶段电流很快衰减到零， 于是二极管终止续流，而反向开关器件导通，电枢电流反向，电动机处于制动状 态。Id2电流中的线段3和4是工作在第二象限的制动状态。电枢电流的方向决 定了电流是经过续流二极管VD还是经过开关器件VT流过。双极式控制可逆 PWM变换器的输出平均电压为Ud 如 US T 如 Us 如 1 Us d T S T s Ts若占空比!n和电压系数U的定义与不可逆变换器相同，则在双极TUs占空比和电压系数的关式控制的可逆变换器中就和不可逆变换器的关系不一样， 系式： 21 O当 1/2时，为正,=1/2时，=0,电动

20、机调速时，的可调范围为0-1,相应地，=-1 +1电动机正转；当 v 1/2时， 为负，电动机反转；当 停止。但电动机停止时电枢电压瞬时值并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉 冲电压，因而电流也是交变的。这个交变电流的平均值为零，不产生平均转矩， 徒然增大电动机的损耗，这是双极式控制的缺点。但它也是有好处，在电动机停 止时仍有高频微振电流，从而消除了正、反向时的静摩擦死区，起到所谓“动力 润滑”的作用双极式控制的桥式可逆PWh变换器有以下优点: 电流一定连续； 可使电动机在四象限运行； 电动机停止时有微振电流，能消除静摩擦死区； 低速平稳性好，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠

21、 导通。2.4泵升电路当脉宽调速系统的电动机转速由高变低时（减速或者停车），储存在电动机 和负载转动部分的动能将变成电能， 并通过PWM变换器回馈给直流电源。当直 流电源功率二极管整流器供电时，不能将这部分能量回馈给电网，只能对整流器 输出端的滤波电容器充电而使电源电压升高，称作“泵升电压”。过高的泵升电压会损坏元器件，因此必须采取预防措施，防止过高的泵升电压出现。可以采用 由分流电阻R和开关元件（电力电子器件）VT组成的泵升电压限制电路，如图所 示：过电压fit号一t H图2-3泵升电压限制电路当滤波电容器C两端的电压超过规定的泵升电压允许值时， VT导通，将回 馈能量的一部分消耗在分流电阻

22、 R上。这种办法简单实用，但能量有损失，且会 使分流电阻R发热，因此对于功率较大的系统，为了提高效率，可以在分流电路 中接入逆变，把一部分能量回馈到电网中去。 但这样系统比较复杂，我们就不选 择这种方式。2.5双闭环直流调速系统的原理图H桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的如图 2-4所示。PWMK变器的直流电 源由交流电网经不控的二极管整流器产生，并采用大电容C0滤波，以获得恒定的直流电压Us由于电容量较大，突加电源时相当短路，势必产生很大的充电电 流，容易损坏整流二极管。为了限制充电电流，在整流器和滤波电容之间串入限 流电阻R0 （或电抗），合上电源以后，延时用开关将 R0短路，以免在运行中造

23、 成附加损耗。滤波电容器往往在PWM装置的体积和重量中占有不小的份额，因此电容量的 选择是PWM装置设计中的重要问题。但对于PWM变换器中的滤波电容，其作用除 滤波外，还有当电机制动时吸收运行系统动能的作用。 由于直流电源靠二极管整 流器供电，不可能回馈电能，电机制动时只好对滤波电容充电， 这将使电容两端 电压升高，称作“泵升电压”。为了限制泵升电压，用镇流电阻 Rb消耗掉这些能 量，在泵升电压达到允许值时接通 VT5bna图2-4桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的原理图2.6双闭环系统的稳态结构图双闭环直流调速系统的稳态结构图如图 2-5所示，两个调节器均采用带限幅 作用的PI调节器。转速调节

24、器 ASR的输出限幅电压Uim*决定了电流给定的最 大值，电流调节器ACR勺输出限幅电压Ucm限制了电力电子变换器的最大输出电 压Udm图中用带限幅的输出特性表示 PI调节器的作用。当调节器饱和时，输 出达到限幅值，输入量的变化不再影响输出，除非有反向的输入信号使调节器退 出饱和。换句话说，饱和的调节器暂时隔断了输入和输出间的联系，相当于使该调节环开环。当调节器不饱和时，PI调节器工作在线性调节状态，其作用是使 输入偏差电压 U在稳态时为零。在正常运行时，电流调节器一般不会达到饱和状态，所以，对于静特性来说， 只有转速调节器饱和与不饱和两种情况。图2-5双闭环直流调速系统的稳态结构框图2.7双

25、闭环直流调速系统的动态结构图双闭环调速系统的实际动态结构图如图 2-6所示，包括电流滤波、转速滤波 和两个给定信号的滤波环节。设置滤波环节的必要性是由于反馈信号检测中常含 有谐波和其他扰动量，为了抑制各种扰动量对系统的影响， 需增加低通滤波，这 样的滤波环节传递函数可用一阶惯性环节来表示，其滤波时间常数按需要选定。 然而，在抑制扰动量的同时，滤波环节也延迟了反馈信号的作用， 为了平衡这个 延迟作用，在给定信号通道上加入一个同等时间常数的惯性环节，称做给定滤波环节。其意义让给定信号和反馈信号经过相同的延滞， 使二者在时间上得到恰当 的配合，从而带来设计上的方便。图2-6双闭环调速系统的动态结构图

26、2.9双闭环直流PWM调速系统的硬件结构图双闭环直流调速系统主电路中的 UPE是直流PWM功率变换器。系统的特 点：双闭环系统结构，实现脉冲触发、转速给定和检测。由软件实现转速、电流 调节，系统由主电路、检测电路、控制电路、给定电路、显示电路组成。如图 2-7为双闭环直流PWM调速系统硬件结构图。图2-7双闭环直流PWM调速系统硬件结构图3参数设计3.1整流变压器的选择(1) 二次相电压U2的计算当调速系统采用三相桥式整流电路并带转速反馈时，一般情况下变压器二次侧采用丫联结：由给定条件U2 =52V(2) 次、二次相电流的计算二次相电流12： 12 KivIdN,当整流器用作电枢供电，一般取I

27、dN In 6A, 通过查表可知：KIV 0.816,Kil 0.816,则 |2 KIV I dN 0.816 6 4.896A。一次相电流|1：变压器的电压比K十詈7.3KilIn 0.816 6K7.30.67A(3) 变压器的容量计算2.34, KIV 0.816一次容量：通过查表可知；KiluvS1 m说um 3 翳 110 6 69046kVAK0 816S2 mh-UdoldN 3110 6 690.46kVAKuv2.34则平均总容量S 69Q46kVA3.2 IGBT管的参数IGBT叫做绝缘栅极双极晶体管。这种器件具有 MOS、1极的高速开关性能和 双极动作的高耐压、大电流容

28、量的两种特点。其开关速度可达 1ms额定电流密 度100A/cm2,，电压驱动，自身损耗小。设计中选的 IGBT管型号中，其中最高 反压指BVceo (集电极与发射极之间最高反向击穿电压)、最大电流指Icm(集电 极最大输出电流)、最大耗散功率指Pcm (集电极最大耗散功率)。已知：电源电压 Us 122V ,功率开关管应承受(23) Us的电压，贝UBVceo 244366V。该设计中选的IGBT管型号为IRGPC50U其具体参数如下：极限电压Vm 600V、极限电流Im： 27A、损耗功率P: 200W额定电压U: 220V、额定电流I : 1.2A3.3缓冲电路的参数H桥电路中采用了缓冲

29、电路，有电阻和电容组成。IGBT的缓冲电路功能侧重 于开关过程中过电压的吸收与抑制，这是由于IGBT的工作频率可以高达30-50KHZ因此很小的电路电感就可能引起颇大的 LdJ/dt从而产生过电压，危 及IGBT的安全。逆变器中IGBT开通时出现尖峰电流，其原因由于在刚导通的 IGBT负载电流上叠加了桥臂中互补管上反并联的续流二极管的反向恢复电流， 所以在此二极管恢复阻断前，刚导通的IGBT上形成了你变桥臂的瞬间贯穿短路， 使ic出现尖峰，为此需要串人抑制电感，即串联缓冲电路，或放大IGBT的容量 缓冲电路参数：经实验得出的参数为 R=10，电容C=0.75uF。3.4整流二极管的参数根据二极

30、管的最大整流平均If和最高反向工作电压 Ur分别应满足:1 0(AV)21.1 623.3AUR 1.12 U21.12 110171V选用大功率硅整流二极管，型号和参数如下所示:型号额定正向平均 电流If (A)额定反向峰值电压URM( V)正向平均 压降Uf (V)反向平均 漏电流| R ( mA)散热器 型号ZP10A1020020000.50.76SZ143.5 泵升电路参数如图 2-3 所示，泵升电路由一个电容量大的电解电容、一个电阻和一个 VT 组成。泵升电路中电解电容选取 C=2000uF电压U=450V VT选取IRGPC50U型 号的IGBT管；电阻选取R=20Q。4 系统控

31、制电路的设计4.1 PWM 信号控制器SG3525是一种性能优良、功能齐全、通用性强的单片机集成脉宽调制控制 器。由于它简单可靠及使用方便灵活，大大简化了脉宽调制器的设计及调制。4.1.1 SG3525芯片的说明电压调节芯片 SG3525 具体的内部结构如图 4-2 所示。其中，脚 16 为 SG3525的基准电压源输出，精度可以达到（5.1 1%） V,采用了温度补偿，而 且设有过流保护电路。脚 5，脚 6，脚 7 内有一个双门限比较器，内电容充放 电电路，加上外接的电阻电容电路共同构 SG3525 的振荡器。振荡器还设有外同 步输入端（脚 3） 。脚 1 及脚 2 分别为芯片内误差放大器的

32、反相输入端、 同相输 入端。该放大器是一个两级差分放大器， 直流开环增益为 70dB 左右。根据系统 的动态、静态特性要求， 在误差放大器的输出脚 9 和脚 1 之间一般要添加适当 的反馈补偿网络。图4-1 SG3525芯片的引脚图7s i v 3 dtI毎护gJh * 2 * t価入I ?何til输入I T 寂Z tOQ* X “厂tI3 iI11图4-2 SG3525内部引脚和框图芯片各部分功能(1) 基准电压源：基准电压源是一个三端稳压电路， 其输入电压VCC可在(835) V内变化，通常采用+15V,其输出电压VS45.1V，精度仕，采用温 度补偿，作为芯片内部电路的电源，也可为芯片外

33、围电路提供标准电源， 向外输 出电流可达400mA没有过流保护电路。(2 )振荡电路： 由一个双门限电压均从基准电源取得，其高门限电压 Vh 3.9V低门限电压Vl 0.9V,内部横流源向CT充电，其端压VC线性上升，构 成锯齿波的上升沿，当 VC VH 时比较器动作，充电过程结束，上升时间 t1 为： b 0.67RtCt。比较器动作时使放电电路接通，CT放电，VC下降并形成锯齿波 的下降沿，当Vc Vl时比较器动作，放电过程结束，完成一个工作循环，下降 时间间 t2 为: t2 1.3RDCT 。锯齿波的基本周期T为：T tl t2 (0.67Rt 1.3Rd)Ct因为RdVV Rtt2

34、cn (2)要求cn13 1 2T iTon，32_0.00070.005S可见均能满足要求。1123.4s1cn5.2.5计算ASR电阻和电容通过查表可知：电容标准值(2.2取 R040 K ，则 Rn0.03233KnR0Cn106 FConRn 1440 104 0.005340 104TonR0106 FuF) 0.1、0.15、0.22、35.92 40k1436.8k0.022 F0.5 F0.33、0.47、1.0、取1440k取 0.1uF取 1.0uF1.5、II图5-3含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器526检验转速超调量n%(-|=) 2(Cb当h=5时，Cm n N T nz) 丁 y nN I maxCb81.2%，而因此 n%81.2% 2133.110.167 -1000InRn N _Ce0.006460.1036 2 r/min 133.1r/min0.0901614.8% 20%,可见转速超调量满足要求。校验过渡过程时间空载起动到额定转速的过渡过程时间:Ts T1 T2 CeTmnNR 1 N0.09016 0.103 10