反激型开关电源电路课程设计

1、第一章设计的基本要求题目：反激型开关电源电路设计(1)注意事项：学生也可以选择规定题目方向外的其它开关电源电路设计。 通过图书馆和Internet广泛检索和阅读自己要设计的题目方 向的文献资料，确定适应自己的课程设计方案。首先要明确自己课程 设计的设计内容。(2)主要技术数据1、交流输入电压AC220V,波动50%；2、直流输出电压5V和12V；3、输出电流和200mA；4、输出纹波电压W；5、输入电压在50%范围之间变化时，输出电压误差W(3)设计内容：1、开关电源主电路的设计和参数选择2、IGBT电流、电压额定的选择3、开关电源驱动电路的设计4、开关变压器设计5、画出完整的主电路原理图和控

2、制电路原理图6、电路仿真分析和仿真结果第二章主电路的原理总体方案的确定输入一EMI滤波一整流（也就一般的AC/DC类似全桥整流模块） DC/DC模块（全桥式DCAC一高频变压器一高频流波器一DC）一输出。 系统可以划分为变压器部分、整流滤波部分和DC-DC变换部分，以及 负载部分，其中整流滤波和DCDC变换器构成开关稳压电源。整流电 路是直流稳压电路电源的组成部分。整流电路输出波形中含有较多的 纹波成分，所以通常在整流电路后接滤波电路以滤去整流输出电压的 纹波。直流/直流转换电路，是整个开关稳压电源的核心部分。开关稳 压电源的基本原理框图如图所示。+4-GND控制电图开关稳压电源基本原理框图反

3、激型电路原理反激型电路存在电流连续和电流断续两种工作模式，值得注意的是，反激型电路工作于电流连续模式时，其变压器磁芯的利用率会显 著下降，因此实际使用中，通常避免该电路工作于电流连续模式。其 电路原理图如图所示。图反激型电路原理图工作过程：当S导通时，电源电流流过变压器原边，4增加，其变 化为周/力=/%,而副边由于二极管VD的作用，,2为0,变压器磁心磁感应强度增 加，变压器储能；当S关断时，原边电流迅速降为0,副边电流2在反 激作用下迅速增大到最大值，然后开始线性减小，其变化为 必，此时原边由于开关管的关断，电流为0,变压器磁心 磁感应强度减小，变压器放能。第三章器件的设计选型以及参数计算

4、EMI滤波电路开关电源以其效率高、体积小、输出稳定性好的优点而迅速发展 起来。但是，由于开关电源工作过程中的高频率、di/dt和高du/dt 使得电磁干扰问题非常突出。开关电源工作时，电磁干扰可分为两大 类：共模干扰是载流体与大地之间的干扰，干扰大小和方向一致，存 在于电源任何一相对大地、或中线对大地间，主要是由du/dt产生的, di/ dt也产生一定的共模干扰。差模干扰是教流体之间的干扰，干扰 大小相等，方向相反，其存在于电源相线与中线及相线与相线之间。 典型的单相EMI电路如图所示。图单相EMI滤波电路其中共模电感L1和L2采取双线并绕的方式，电感量与EMI滤波 器的额定电流I有关。需要

5、指出，当额定电流较大时，共模扼流圈的 线径也要相应增大，以便能承受较大的电流。此外，适当增加电感量，可改善低频衰减特性。Cx电容采用薄膜电容器，容量范围大 致是UFUF,主要用来漉除差模干扰。Cy电容跨接在输出端，并将 电容器的中点接地，能有效地抑制共模干扰。Cy亦可并联在输入端， 仍选用陶瓷电容，容量范围是2200pFHF。为减小漏电流，电容量不得超过UF,并且电容器中点应与大地接通。因此，最后选取个元件参数如下： 差模干扰抑制电容：Cx=uF 共模干扰抑制电感：T=20mH 共模干扰抑制电容：Cy=PF整流滤波电路在整流滤波环节采取的是单相桥式不可控整流滤波电路，其电路图单相桥式不可控整流

6、滤波电路根据设计要求可知交流输入电压范围为110V330V,单相桥式整 流电路中，如果接有淀波电容且有负载时，输出电压一般设计为倍的 输入电压，滤波电容越大输出电压越高，反之越低；而在负载开路时, 输出电压为交流输入电压的峰值，即O倍的输入电压。这里我们以 倍的输入电压来计算，则Uo=156V467V二极管承受的最大压降为&x330 = 467V ,所以选取二极管型号为IN4005,其最高反向峰值电压为600V。滤波电容选用220 u F的电解电容。变压器反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系 列的重要参数。设计变压器已知参数:输入电压：，=31 IV两路输出电压和电流：%=

7、51 /1.5A； %=12Vuza tfa rr*tfa 加t/ f = 20 VI f = 50/714反馈电压和电流:：f , f输出功率 P- =5x1.5 + 12x0.2 + 20x0.05 = 10.91V开关频率于，=54kHz首先应根据以下公式计算变压器的电压比：式中，Sm”是开关工作时允许承受的最高电压，该电压值应低于 所选开关器件的耐压值并留有一定裕量，Snux是输入直流电压最大值, 即是变压器电压比。根据设计要求可知交流输入电压值是220V,通过整流滤波输出的 直流电压值为311Vo由于有波动，输入的波动是50%,所以 心3心（1 +。.5） = 467。Ug 取 2

8、倍的 总,故 Ua 取 934L由于有两路输出和一路反饿，所以变压器变比如下：jmax _934-4675-= 93.4 =（蔑亮 ） = 45.47, D、，、/ 0.45 、/ 311 、ku = () x (：) = ()x() = 20.21 D 乙+0.61 - 0.4512 + 0.6,D、，5、/ 0.45 、/ 311 、kT. =()x(5) = ()x() = 12.4711-。a+。.61 - 0.4520 + 0.6这里假定效率为90%,则初级平均电流却可由假定效率109 输出总功率2 =5xL5 + 12x0.2 + 20x0.05 = 10.9W及最小总线电压4mi

9、n算出。Iav =-=0.0814；7x(/,min0.9x311x0.5一次侧峰值电流：22In = Iav x= 0.081 x= 0.216 A 4ax 。75计算一次侧电感值：七 “mamax =0.75x467= 32.4m/7fs/p 50x103x0.216选择所需铁芯时，使用&Aw法：A. = AA-=LjxZxlO4式中A”一磁芯窗口面积，单位为A。一磁芯截面积，单位为纥-磁芯工作磁感应强度，取=;儿一窗口有效使用系数，根据安全规定的要求和输出路数决定, 一般为，此处取;4一电流密度，一般取395A/cm2。则求得的44的值为:4xxl04,32.4x10-3x0.216x1

10、0 一，An = A,A1V = ()=() = 1.47 cm1Bk d0.3x0.4x395Hi c c选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感,即确定选用CL-76oCL-76的磁芯其具体数据为：Ae = 0.36cm2, A, = 4.03cm?, = L45cn?467 xlO4= 216.2按如下公式计算原边匝数,4fs 瓦,“A4 x 50 x 1x 0.3 x 0.36即取M =216匝。再根据原、副边的匝比关系可以求出副边的匝数。若求出的匝数 不是整数，这时应该调整某些参数，使原、副边的匝数合适。根据上述所求得的和勺

11、2、勺求二次侧匝数,z *216/ 0N. = -= 4.8kn 45.4z $216m,N = - = 10.7 %20.2以唱啮= 174八%一输出为5V的二次侧匝数，取5从力一输出为12V的二次侧匝数，取11八。3 一反馈为20V的二次侧匝数，取18为了避免磁芯饱和，应该在磁回路中加入一个适当的气隙，计算 如下：4nx 10口L I； 4JixlO-7 x0.0324x0.2162co,I =；= 0.586mm04 AB;0.36x104x0.32绕线的选择由设计方案可知在变压器上有三部分绕组，输入绕组电流/in =0.216/1,由5=3.95人/皿2可得绕线的截面积为% = 021

12、6 = 0 0537 mm2,n dc 3.95第一路输出绕组电流k，% =畀获= 0.3797mm2I 0 2第二路输出绕组电流& = 0.2A , S“，=詈= = 0.0506 nun2 dc 3.95第三路反馈绕组电流&= 0.054,S03= L = 2. = 0.0127 nun2dc 3.95本次设计采用AWG导线，AWG导线的相关数据如表所示表AWG导线规格表AWG裸线截面积圆密耳电阻重量型号cm2 x 1cir-mi110 Q/cmgm/cm21222366624404251062261345272829301003132333435108493613608371680138

13、16212663927775根据表1结合所计算出来的导线截面积，选择导线型号，结果如 下：输入绕组选用AWG-29； 5V输出绕组绕组选用AWG-21； 12V输出绕 组选用AWG-30；反馈绕组选用AWG-35。最后考虑各方面影响因素，变压器绕制采用操作工艺相对简 单的“三明治”式绕法，即初级绕组先绕一半，再绕次级绕组，绕后 再将初级绕组剩余的匝数绕完，最后将次级绕组包裹在里面，这样漏 感最小。该方法是通过变压器绕制工艺设计，控制变压器的漏感，进 而减小MOSFET的漏源极电压尖峰。输出侧滤波电路变压器输出侧电路如图所示：图输出滤波电路计算输出滤波电容：根据要求输出纹波电压W ,即输出纹波电

14、 的峰峰值为，可根据输出误差估算出：/OUT(maxl = Io x(l + 0.03) = 1.5x1.03 = 1.545A/max) = _史 = 154.5/F f x Vp_71 50k/7zx0.2为了更好的保证输出地波形使纹波减小到最小，保证供电质量， 由图 可知采用的是双滤波环节，二次滤波电容选择和选择C1 一样的 电容。这里选取电容值为220H F。选择二极管VD：输出整流二极管%2%b=2x5V/ = K)V , L5A ,故选取IN5391型二极管同理由以上计算第二路输出12V, 200mA的电容、电感值及二极管。/OUT(max)=/ox(l+ 0.03) = 0.2x

15、1.03 = 0.206 AfxVp_p。26 =20.6”50k/7zx0.2这里选取电容值为47uFo输出整流二极管%2 匕 b=2xl2V = 24V, lRIOUTl0.2A ,故 选取IN4001型二极管功率IGBT及其控制电路功率MOSFET的选择忽略变压器漏感尖峰电压，功率MOSFET的最小电压应力为：匕=(匕 max + Vd)N Ns + V,(max = (12V+ 0.6V )x 寺 + 467V = 101IV考虑到变压器漏感产生的尖峰电压,并留有裕量,取VDSS为1200V的管子，选用APT90GF100JN。控制电路采用UC3842芯片控制开关器件的开通与关断。UC

16、3842是采用峰值电流模式控制的集成PWM控制器，专门用于构 成正激型和反激型等开关电源的控制电路。UC3842为双列8脚单端输出的它激式开关电源驱动集成电路。efc 出 rec V V郭 2IZI其管脚功能如图所示：补偿 电压反馈 电流取样图UC3844的引脚图该芯片虽然只有8个管脚，但是却有两个闭环控制回路，一个为 内部误差放大器所构成的电压闭环控制回路，它将输出电压反馈到第2 管脚，同基准电压比较，形成误差电压。另一个为内部电流感应比较 器所构成的电流闭环控制回路，变压器初级绕组中的电流在反饿电阻Rs上产生的压降，通过第3脚，与误差电压进行比较，调节PWM波的 占空比。这两个控制回路都是

17、在固定频率下工作的。其内部电路包括振荡器、误差放大器、电流取样比较器、PWM锁存 电路、5VC基准电源、欠压锁定电路、图腾柱输出电路、输出电路等， 其内部结构如图所示1脚为补偿端，该管脚为误差放大器的输出，外接RC网络对误差 放大器的频率响应进行补偿。2脚为电压反饿端，取样电压加在误差放大器的反相输入端，与的 基准电压进行比较，产生误差电压。3脚为电流检测输入脚，外接电流检测电阻，将流过初级绕组上的 电流实时反馈到控制器，当3脚电压等于或高于IV时，电流检测比较 器输出高电平，复位PWM锁存器，从而关闭输出脉冲，起到过流保护 作用。4脚外接定时RC网络，用以确定振荡器的工作频率，其频率通过式

18、3 确定。5脚是地，是控制电路和电源的公共地。6脚为输出端，采用图腾柱式输出，最大峰值电流为1A,能直接 驱动功率MOSFET的栅极。7脚为集成电路的正电源，其开启电压为16V,关闭阀值为10V。 一旦芯片开始工作，该芯片就能在10T6V之间波动的电源供电条件下 正常工作,6V的差值电压可有效地防止电路在给定工作电压附近振荡。 当开关电源通电瞬间，高压直流电通过一个大阻值的电阻降压供给 UC3844,当7脚的电压大于16V时，芯片立即启动，此时启动电流小 于1mA,此时无输出，6脚输出正脉冲，使变压器也启动工作，变压器 一路输出绕组专门给UC3844供电，以保持芯片继续正常工作，此时的 工作电

19、流约为15mA。在第7脚设有一个34V的齐纳管稳压管，用于保 证其内部电路绝对工作在34V以下，防止高压可能带来的损坏。8脚为基准电压输出，产生精确的+5V基准电压，并具有一定的带 载能力，带载能力可达50mA。通常我们通过测量该脚是否有稳定的+5V 输出来判断该IC是否正常工作。振荡器的振荡频率由外接的电阻叫和电容好决定，而外接电容同 时还决定死区时间长短。死区时间、开关频率同选取开关频率“和电 容好的关系如下所示：1 75死区时间=300弓，频率/,=死区时间勿=11偌，开关频率力=50比，求得cT = 36.7/zF , Rt =954Qo这里选用40nF的瓷片电容，则电阻值计算为%=8

20、75。反馈电路反馈电路的基准电压使用的是TL43L其参数如下：a.最大输入电压为37V；b.最大工作电流150mA；c.内基准电压为；d.输出电压范围为一30V满足电路要求。电压反馈电路的原理图如图所示图电压反馈电路原理图输出电压通过集成稳压器TL431和光电耦合器反馈到UC3842的脚，调节RI、R2的分压比可设定和调节输出电压，达到较高的稳压精度。如果输出电压U。升高，则集成稳压器TL431的阴极到阳极的电流增大，使光电耦合器输出的三极管电流增大，即UC3842脚对地的分流变大，UC3842的输出脉宽相应变窄，输出电压Uo减小。同样，如果输出电压U。减小，则可通过反馈调节使之升高。RK R

21、2的值都取。，在TL431的K极得到一个的基准电压，输出电压变化时，加在光耦合器上的电压发生变化，反馈到UC3842的电压 也发生变化，通过调节占空比便可调节输出的变化。光电耦合部分电流放大系数传输比（CTR）通常用直流电流传输比 来表示。当输出电压保持恒定时，它等于直流输出电流Ic与直流输入电流If的百分比，即CTR=IC/ IFX100%o选用光耦合器4N25,其CTR=20%,直流输入电流IF=50mA可以求得20-2.5-0.750x10-3= 3360至此，器件的设计选型以及参数计算基本结束。第四章电路的仿真和结果一、EMI滤波电路其仿真电路如图所示:E K1K LinearCOUP

22、LING = 1R1voff = 0 公、VAMPL= FREQ = 50kV1 VOFF = 0VAMPL = 31FREQ = 501-2T 卜C4QIR21k20mHEMI滤波电路分别输入50Hz交流电压和50kHz以及60Hz高低频干扰电压，滤 波输出电压波形如图和所示:滤波输出波形（50kHz干扰）滤波输出波形（60Hz干扰）如果输入有高频电压干扰，通过EMI漉波电路其将会被滤掉，结 果输出波形仍是50Hz的交流正弦电压波。二、整流电路其仿真电路如图所示:整流后输出直流电压波形如图所示:输出波形符合计算值结果。三、反激型电路其仿真电路如图所示:图反激型电路其中使用到VPULSE其参数

23、含义如下所示:VI 一起始电压V2 一脉冲电压PW 一脉冲宽度TD 一延迟时间TR 一上升时间TF 一下降时间输出5V的仿真图如图所示：图输出5V直流波形输出12V的仿真图如图所示:图输出12V直流波形四、控制电路其仿真电路如图所示:V1许U1UC眺COUP VrB OJTU- ISENSE VGC RTCT REFHR-311OFF = 0AFTXX3 03JNKI Lrca, CDJPUKG-1n怖工 _0X EZOU图UC3842控制电路图其UC3842输出端电压波形如图所示图UC3842输出端电压波形五、反馈电路其仿真电路如图所示:因K1K_LinearCOUPLING - -1图反馈

24、电路TR=1OUS TF10u1PW = 0.000 PER - 20u$本电路采取311V直流电作为电源，变压器由两个电感和K元件组 成，MOSFET由Sbreak元件代替，Sbreak无开关损耗，因此被用在理 论仿真中非常合适。Sbreak右侧的1k 电阻消耗Sbreak关断后一次 侧电感的储能，电路中增加了负反馈，用以稳定输出电压，输出电压 波形见图，可以看出输出电压是稳定的5V左右。图带有反馈的输出电压波形反馈电路采取采样电压和固定频率的单极性三角波比较的方式， 当三角波高于输出采样电压时TABLE元件输出高电压，当三角波低于 输出采样电压时TABLE元件输出低电压。当输出采样电压升高时,TABLE 元件输出的电压占空比减小，此电压加在Sbreak上，控制其开断，使 输出电压降低，从而达到稳定输出电压的作用。三角波的输出电压波形如图所示:图三角波的输出电压波形第五章结论和心得体会长达两周时间的课程设计悄然结束了，这次的课程设计不仅运用 到了自己所学习到的关于开关电源的知识，也培养了自己如何去整体 把握和完成一件事情。在设计过程中，与同学分工设计，和同学们相 互探讨，相互学习。课设是非常需要耐心和付出许多精力的，在这个过程中我们把所 学的理论知识与实践相结合，又提高了自己的实际动手的能力和独立 思