正激式开关电源的设计

1、百度文库-让每个人平等地提升自我7-3正激式开关电源的设计中山市技师学院葛中海由于反激式开关电源中的开关变压器起到 储能电感 的作用，因此反激式开关变压器类似于电 感的设计，但需注意防止 磁饱和的问题。反激式在20100W的小功率开关电源方面比较有优势， 因其电路简单，控制也比较容易。而正激式开关电源中的高频变压器 只起到传输能量 的作用，其 开关变压器可按正常的变压器设计方法，但需考虑磁复位、同步整流 等问题。正激式适合50250W之低压、大电流的开关电源。这是二者的重要区别！技术指标正激式开关电源的技术指标见表7-7所示。表7-7 正激式开关电源的技术指标项目参数输入电压单相交流220V输

2、入电压变动范围160Vac 235Vac输入频率50Hz输出电压Vo=20A输岀功率110W工作频率的确定工作频率对电源体积以及特性影响很大，必须很好选择。工作频率高时，开关变压器和输出滤波器可小型化，过渡响应速度快。但主开关元件的热损耗增大、噪声大，而且集成控制器、主 开关元件、输出二极管、输出电容及变压器的磁芯、还有电路设计等受到限制。这里基本工作频率 f0选200kHz，则1 1T3 =5 isf0200 10式中，T为周期，f为基本工作频率。最大导通时间的确定对于正向激励开关电源，D选为40%45%较为适宜。最大导通时间 tONmax为tON max =T Dmax（ 7-24）Dma

3、x是设计电路时的一个重要参数，它对主开关元件、 输出二极管的耐压与输出保持时间、变压器以及和输出滤波器的大小、转换效率等都有很大影响。此处，选Dmax=45%。由式（7-24）,则有toN max = 5 卩=（1S正向激励开关电源的基本电路结构如图7-25所示。O*13图7-25正向激励开关电源的基本电路结构变压器匝比的计算1 次级输出电压的计算如图7-26所示，次级电压 V 与电压Vo+Vf+Vl的关系可以这样理解：正脉冲电压V2与tON包围的矩形“等积变形”为整个周期T的矩形，则矩形的“纵向的高”就是Vo+Vf+Vl，即V2VoVl VftoN(7-25)式中，Vf是输出二极管的导通压降

4、，Vl是包含输出扼流圈 L?的次级绕组接线压降。由此可见，图7-26所示A面积等于B面积，C是公共面积，因此，真正加在负载上的输出电压V更小。图7-26“等积变形”示意图根据式（7-25），次级最低输出电压 V2min为VlVftON max5.5 0.3 0.55=14V2.25式中，Vf取（肖特基二极管），Vl 取。2 变压器匝比的计算正激式开关电源中的开关变压器只起到传输能量的作用，是真正意义上的变压器,绕组的匝比N为n=VlV根据交流输入电压的变动范围160V235V，则V| =200V350V, VImin =200V ,N =VlmJIL = 200V2 min14把式（7-25）

5、、（7-25）整合，则变压器的匝比N为NVlm inDmax=Vo Vl 乂初、次级（7-26）所以有（7-27）变压器次级输出电压的计算变压器初级的匝数 N!与最大工作磁通密度 Bm （高斯）之间的关系为N1 Vlmin toNmax 104（ 7-28）Bm S 式中，S为磁芯的有效截面积（mm2）, Bm为最大工作磁通密度。输出功率与磁芯的尺寸之间关系，见表2-3所示。根据 表2-3粗略计算变压器有关参数，磁芯选EI-28，其有效截面积 S约为85mm2,磁芯材料相当于 TDK的H7C4，最大工作磁通密度 Bm 可由图7-27查出。实际使用时，磁芯温度约为100C,需要确保Bm为线性范围

6、，因此 Bm在3000高斯以下。但正向激励开关电源是单向励磁， 设计时需要减小剩磁 （磁复位）一一剩磁随磁芯温度以及工作 频率而改变。此处，工作频率为 200kHz，则剩磁约减为1000高斯，即磁通密度的线性变化范围Bm为2000高斯。根据式（7-28），得N1 = VImin tONmax104200 2.25 104 匝，取整数 27 匝。Bm S2000 85因此，变压器次级的匝数N2为N2 = N1/ N = N1=27/=匝，取整数 2 匝。当N = N 2=27/2=。根据式（7-27）,计算最大占空比 Dmax为DmaxVO VFVLN 5.5 0.5 0.313.5。/=心 %

7、VIm in200也就是说，选定变压器初、次级绕组分别为27和2匝，为了满足最低输入电压时还能保证输出电压正常，开关电源的最大占空比Dmax约为% ,开关管的最大导通时间tON max约为卩$下面有关参数的计算以校正后的Dmax （ =% ）和tONmaxmax（=卩）。同时，由式（7-26）计算的输出最低电压V2min约为。变压器次级输出电压的计算1.计算扼流圈的电感量流经输出扼流圈的电流|L如图7-28所示，则V2minVfIl=t亘t9N max(7-29)式中，L为输出扼流圈的电感（yH）。这里选Il为输出电流I。（ =20A ）的10%30%，从扼流圈的外形尺寸、成本、过程响应 等方

8、面考虑，此值比较适宜。因此，按|L为I。的20%进行计算。Il=Io = =4A由式（7-29），求得.14.80.55.5 c ,TTIL -2.1 yH4如此，米用电感量为yH,流过平均电流为 20A的扼流圈。若把变压器次级的输出电压与电流波形合并在一起，如图7-29所示。在tON期间，V为幅度的正脉冲，VDi导通期间扼流圈电流线性上升，电感励磁、磁通量增大；在toFF期间，V2为幅度Vi/N的负脉冲(具体分析见下文)，VD1截止、VD2导通，扼流圈电流线性下降，电感消 磁，磁通量减小。输出给负载的平均电流Io为20A。稳态时，扼流圈的磁通增大量等于减小量。2 计算输出电容的电容量输出电容

9、大小主要由输出纹波电压抑制为几mV而确定。输出纹波电压 Ir由|L以及输出电容的等效串联电阻 ESR确定，但输出纹波一般为输出电压的%。,0.3 0.5 Vo0.3 0.5 5I r =O =15 25mV( 7-30)100 100又Ir= I L ESR/(7-31)由式(7-31)，求得 /Ir 15 25ESR= _ =QIl 4/即工作频率为200kHz时，需要选用ESR值Q以下的电容。适用于高频可查电容技术资料，ESR，是Equivalent Series Resistance三个单词的缩写，翻译过来就是等效串联电阻”。ESR的出现导致电容的行为背离了原始的定义。ESR是等效 串联

10、”电阻，意味着将两个电容串联会增大这个数值，而并联则会减少之。例如，用8200卩F/10V的电容，其ESR值为31mQ，可选6个这样的电容并联。另外，需要注意 低温时ESR值变大。流经电容的纹波电流lC2rms为(7-32)|= ILC 2 rms 因此，每一个电容的纹波电流约为，因为这里有6个电容并联。此外，选用电容时还要考虑到负载的变化、电流变化范围、电流上升下降时间、输出扼流圈的电感量，使电压稳定的环路的 增益等，它们可能使电容特性改变。恢复电路设计1 计算恢复绕组的匝数恢复电路如图7-30所示。VTi导通期间变压器 Ti的磁通量增大，Ti蓄积能量；VTi截止期 间释放蓄积的能量，磁通返

11、回到剩磁。图7-30恢复电路（VTi截止时）电路中Ti上绕有恢复绕组 N3，因此VTi截止期间，原来蓄积在变压器中的能量通过VD4Vi反馈到输入侧（Ci暂存）。由于VTi截止期间，恢复绕组 N3两端的自感电压限制为输入电压的数值，惟其如此，VD4才能把存储在N3中的磁场能转化为电场能反馈到输入侧。这时变压器初级感应电压为Ni ViN3(7-33)式中，V1是Ni的感应电压，极性为上负下正；Vi是N3的自感电压，极性也是上负下正 （等于电源电压）。若主开关元件的耐压为 800V，使用率为85%，即 V Vimax =680V。V 680-350=330V由式（7-33），求得N3 Ni V|ma

12、x = 27 350 匝，取整数 29 匝。V13302 .计算RCD吸收电路的电阻与电容、VT i导通期间储存在Ti中的能量为Ei=VJoN（ 7-34）2L1式中，Li为变压器初级的电感量。VTi截止期间，初级感应电压使VD3导通，磁场能转化为电场能，在R上以热量形式消耗掉。Ri中消耗的热量为E2 =V TRi(7-35)因为、Ei= E2，联立式（7-34）、（ 7-35）,整理得Vi =Ri2LiTVi(7-36)因为输入电压最高Vimax时开关管导通时间toN min最短，把上式中的V|换成V im ax，toN换成tON min , 加在VTi上的最大峰值电压 Vdsp为Vdsp

13、= V im ax + Vi = V im axi2RTON min(7-37)由此，求得Ri为百度文库-让每个人平等地提升自我R1 = 22 Vdsp1VIm axL1Tt2 LoN min(7-38)又，当输入电压VImax时，tON min 为VIm in200/tON min = tON max(isVIm ax350式（7-38）中，初级的电感量L是未知数,下面求解。Al-Value值由磁芯的产品目录提供。EI (E) -28, H7C4的A1-Value值为5950,则2 A1-Value=( 7-39)由式（7-39），求得L）为2L1 =5950 N110 9 =5950272

14、10 9 -由式（7-38），求得R为236rc680d4.3 10510R = 212Q3501.210 6式中，加在 VT i上的最大峰值电压 Vdsp取680V。时间常数R1C1比周期T要大的多，一般取10倍左右，则17C1 =10 T =10R15 10 6328.2 103 *1773pFV1 =27 35029325VtN即将结束时初级绕组的励阅读资料对于正激式开关电源来说，主开关元件导通时变压器励磁，在磁电流Il为V toN / Li。开关断开时，变压器需要消磁，恢复二极管VD3和绕组N3就是为此而 设，励磁能量通过它们反馈到输入侧。 若绕组Nj中蓄积的能量全部转移到绕组 N3中

15、，开关断开 瞬间“安匝相等”原理仍然成立，则绕组 N3的励磁电流13为把Ii=VitoN / Li代入上式，得II 3 =N3又，绕组N3的励磁电感与绕组恢复二极管 VD 3变为导通状态,Ni .1 1 N3Vk toNNi的励磁电感的关系为2n3L3 LiNi变压器以输入电压V|进行消磁。为消除li=V| toN / Li的励磁电流Ii，必要的时间类似li=VitoN / Li，即tLl3Lrel3Vi把上式L3、I3分别用前两式代入上式，整理得2NaNiN tNN3 Li为防止变压器磁饱和，必须在开关断开期间变压器完全消磁，则tre toFF = i D TViJ/ V-k卜tON因此，正

16、激变换器的电压变比限制为N1N1N3比如，本例中 N1=27， N3=29，N1N1 N32727 29Dmax （=）MOSFET的选用1 . MOSFET的电压峰值根据式（7-38），计算VT i上的电压峰值Vdsp为Vdsp =350128.2 1031 22 4.3 10 3 5 10 610 6 690V实际上，MOSFET的漏-源极之间的还叠加有几十伏的浪涌电压,波形如图7-31所示。图7-31加在主开关元件上的电压 Vds波形图7-32 主开关元件上的电压与电流波形2. MOSFET 的电流及功耗根据变压器安匝相等原理，MOSFET的漏极电流平均值G为百度文库-让每个人平等地提升

17、自我根据电感电流的变化量为20%，确定Ids的前峰值Idsl和后峰值Ids2分别为ds1 = 1 dsds2 = 1 ds式中，1 ds1ds2分别是开关管导通期间前、后沿峰21值电流，与电流平均值 Ids有10%的差值。VT 1的电压和电流波形如 图7-32所示，VT 1的总功耗FQi为6TVIm inI ds1t1Vds(sat)I ds1ds2I ds2(7-40)式中，Vds（sat）是MOSFET导通电压，一般为在 2V以下。采用功率MOSFET计算功耗时应注意：（1） PN结温度Tj越高，导通电阻Rds越大，Tj超过100 C时，Rds 一般为产品手册中给出 值的2倍。（2） 功率

18、MOSFET功耗中，由于Rds占的比例比较高，必要时加宽tN进行计算。即在Umax 时，采用tON min条件，或者VImin时，采用tNmax条件进行计算。另外，在Qf期间，由于功率 MOSFET的漏极电流极小，其功耗可忽略不计。因为tON max = S t1采用MOSFET产品手册中给出的上升时间，上3采用下降时间。这里，取1,上3 =卩贝Ut?=由式（7-40）,求得 lQ1 为1PQ1=200 1.33 0.1 3 1.7 1.33 1.63 1.9 720 1.63 0.1 6 5式中，Vds（sat）取。结温Tj控制在120 C,环境温度最高为 50C时，需要的散热器的热阻Rfa

19、为Tjmax丁玄噺Rjc% =120501.0 53/w5.3Pqi(7-41)由此，需要C /W的散热器，这时，由冷却方式是采用自然风冷还是风扇强迫风冷来决定散 热器的大小。散热器大小与温升一例如图7-33所示。22.5：IOOS1&70JOH m计样条件-不爭防悝铝 僭萌蚀铝斷rr左装歼境温度20T；功图7-33 功耗与温升的关系恢复二极管的选用恢复二极管选用高压快速二极管，特别注意反向恢复时间要短。1 . VD3的反向耐压在toN期间VD3反偏，正极相当于接地，加在VD3上的反向电压等于电源电压。当输入电压最大时，VD3反偏电压Vrd 3 =350V。2. VD4的反向耐压在toN期间V

20、D4反偏，加在VD4上的反向电压Vrd4为电源电压与恢复绕组感应电压的叠加， 当输入电压最高时，VD4反偏电压Vrd 4为N329Vrd 4 =VIm ax1 斗 =3501 石 726V(7-42)输出二极管的选用输出二极管选用低压大电流SBD，特别注意反向恢复时间要短。这是因为MOSFET通断时,由于二极管反向电流影响初级侧的开关特性，功耗增大的缘故。1 .整流二极管 VD 1的反向耐压在toFF期间，由于输出滤波电感反激，续流二极管 VD2导通，主绕组N1感应电压V1 =330V ;百度文库-让每个人平等地提升自我次级N2电压加在整流二极管 VDi的两端，因此，VDi的反向电压Vrdi为

21、(7-43)Vrdi =Vi 丛=32524VNi27实际上，开关管截止时有几十伏的浪涌电压叠加在这电压上。在toN期间VDi导通，加在续流二极管2 .续流二极管 VD 2的反向耐压VD2上的反向电压Vg2与变压器次级绕组电压的最大值V2max相同，即i4V2 max =VIm ax吐=350Ni 26V27(7-44)实际上，开关管导通时有几 形如图7-34所示。V浪涌电压叠加在这电压上。加在VDi、VD2导通上的电压波(a)整流二极管VDi两端的电压波形图 7-34(b)续流二极管VD i两端的电压波形输出二极管电压波形整流二极管 VDi的功耗Pdi为Pdi=VFIO VrditoFF t

22、 “T(7-45)续流二极管 VD2的功耗Pd2为Fd2 =VftOFFIOVrd 21 rtrr0 Vrd 2 lrr(t)dt(7-46)式中，I r为反向电流,trr为反向恢复时间，均采用产品手册上给出的数值。有功耗时,出二极管的电压和电流波形如图7-35所示。百度文库-让每个人平等地提升自我(a)整流二极管VDi两端的电压波形 变压器参数的计算(b)续流二极管 VDi两端的电压波形MOSFET的漏极电流平均值Ids为就是变压器初级电流的平均值，因此Ii为325Ii =正激式开关电源初、次级的电流同相，且均为梯形波。根据前述梯形波电流的有效值的公式11 rms = I1PD 1 K K2

23、:3式中，K是梯形波电流的前峰值l1B与后峰值I1P的比值，即K = I1B/I1P。I1P，则本电路 I ds1就是I 1B， I ds2就是K = lds1/Ids2 = h I1 初级电流的有效值I1rms为1 1 rms = 1.1 I dsD 1 K K2普1 0.82 0.822或用简单公式I1rms= Ids D =0.42 次级电流的有效值I2rms为百度文库-让每个人平等地提升自我31I Z = I2rms 1rms272恢复绕组电流的有效值13rms为I = I3rms 1rmsNN32729比mm2 *0.5 9采用上述铜条可以计算出最多只能绕6匝。H7C4材料磁芯的间隙与 A1-Value之间的关系如图7-37所示。由式(7-39),需要的A1-Value值为10 9查看图7-37所示曲线A1-Value值，可得间隙为。最大磁通密度Bm为10疋1793高斯c N I。620Bm=。(A1-Value)10=127S85磁芯的最大磁通密度与变压器一样，需要在3000高斯以下。自然风冷时电流密度 J