微波晶体管放大器设计

1、微波晶体管放大器设计导师：陈建新学生：潘海鑫1.引言随着通信技术特别是无线通信技术的飞速发展， 人们对于无线通信终端的要 求进一步提高，作为承担天线感应下来的微弱信号放大任务的低噪声放大器也必 须进一步的适应通信信号对其的要求。通信信号本身就是高频载波信号， 这就要求低噪声放大器能够在高频情况下 工作。由于硅器件的截止频率fT为50GHz的理论极限已在日趋接近。在这种情 况下，由于三 五族化合物半导体 GaAs 的电子迁移率比硅高出 5 倍，目前的戒 指频率fT已经超过了 100GHz，集成化技术也取得很大进展，但是 GaAs材料具 有明显的缺点： 价格贵 它的晶片制造工艺复杂，难度大，机械强

2、度不好，容易碎 片；热导率低，只有硅材料的1/3。更主要的是GaAs工艺与硅平面工艺不能兼 容。使得现有的无法继续使用， 如更换器材成本太大。 所以这些缺点很大程度上 影响了 GaAs器件及其集成电路技术的发展。在本世纪80年代，在硅片上外延生长出了高质量的 SiGe应变材料，人们利 用“能带工程”理论成功地研制出Si1-xGex 基区的双极性异质结晶体管，由于Sii-xGex应变材料，电子迁移率高，其禁带宽度可通过Ge组分变化调节的优点，显示出独特的有价值的物理性质。在高频、高速、光电、低温等器件及集成电路 应用方面有非常重要的意义。2.国内外SiGe技术的研发现状早在20世纪50年代中期，

3、Kroemer就提出异质结器件的原理和概念。由于 Si 和 Ge 晶格失配达 4， SiGe 材料的制备有很大难度。直到 80 年代，异质结 技术才有明显发展。早期在 Si衬底上生长SiGe外延层的研究主要采用 MBE方 法。1975年，Kasper等人发表了关于在Si衬底上MBE生长Si/Ge超晶格的文 章，对SiGe生长中由于晶格失陪引起的位错以及位错对电学和光学性能的影响 进行了许多研究，生长出全应变，低缺陷密度的高质量 SiGe/Si 异质结材料。随 后各种SiGe/Si异质结期间相继研制成功，如：SiGe HBT，应变SiGe沟道的 P-MosFET和驰豫SiGe/Si应变电子沟道

4、N-MosFET。目前SiGe HBT的fT超过 200GHz，2GHz下，噪声系数0.5dB,不但可以用于移动通信，并完全快满足 局域网和光纤通信的要求。1998年德国TEMIC和美国IBM公司先后宣布SiGe器 件量产，此后SiGe器件开始快速应用于1-40GHz的通讯和超高速电路领域，特 别是SiGe高频低噪声和大功率产品广泛应用于各类通信领域，产生巨大商业价 值。国内在技术研究方面相对国际比较落后。 清华大学微电子所自行研制了适于 工业生产的 UHV/CVD 式单片 SiGe 外延设备，并用此设备生长出器件质量的 Si/SiGe异质结材料。3.SiGeHBT 的基本性质（补充能带图，并

5、讲清楚能带变化带来的好处，有个公式） SiGe HBT 中的 SiGe材料作基区，由于Ge在Si中的引入，使基区禁带宽度变小，能带结构发 生变化。由于这种变化，SiGeHBT呈现出许多优于Si同质结双极晶体管的重要 特性，而它又具有 GaAs 不可比拟的价格上的优势，所以 SiGeHBT 在无线通讯 和光纤通讯中得到广泛的应用。基区 SiGe中Ge含量的分布可以有均匀、三角、 体型等形态。3.1 SiGeHBT 的直流特性直流增益B和厄利电压 Va是HBT直流的重要参数。他们都和SiGe HBT基区 Ge含量有关。对于RF和微波应用，他们的乘积也是一个重要指标，B Va值越大，输出电流对偏置电

6、压的波动越不敏感，输出越稳定。3.2 SiGeHBT的交流特性SiGeHBT的交流频率主要有两个参数表征，即交流截至频率 仃和最大震荡 频率fMAX。交流截至频率（或电流增益截至频率） 仃，定义为电流增益为1时的 频率；最大震荡频率fMAX，则定义为功率增益为1时的频率。截止频率表达为金厂_11帀1（忑汁兀+匚+兀寸心r b、r c、和r e分别表示载流子在基区、发射区和收集去的传输时间|間|砧 分别表示载流子在EB结耗尽区和CB结耗尽区的渡越时间。一般而言仃由基区 渡越时间L和发射区渡越时间丁决定。这两个渡越时间都是因为Ge的掺入而减 小，所以/得到很大的提高。最大震荡频率表达式如下其中，：

7、匚为基区电阻，“为收集极-基极电容。模拟分析表明，Ge的存在 减小了基区电阻。当基区掺杂浓度高时，Ge含量越高基区电阻越小。电阻的减 小是由于载流子迁移率提高的结果。相比而言，同质结BJT为保证电流增益，必须很大（Ne, Nb分别为E区和B区掺杂浓度），由于基区掺杂较小讥 较大，fMAX必然很小，因而电流增益B和 fMAX是相互制约的。在 SiGe/Si HBT 中，SiGe基区可以进行高掺杂，同时保证合适的电流增益B,因而订很小，fMAX 可得到提高（放在前面，结合能带图讲 SiGe HBT的优点）。3.3SiGe HBT的噪声特性主要的4个噪声源是：电阻的热噪声，基区电阻的热噪声，发射极的

8、散粒噪 声和收集极的隔离噪声。噪声系数和基区电阻川、基区渡越时间匚、电流增益” 有关，；越小、越小、越大，噪声系数F越小。SiGe HBT中Ge的引入减 小了心和匚，提高了，这些都是使晶体管噪声特性得到改善。相比而言，SiHBT的基区掺杂不可能很高，严重影响了和匚，导致其噪声特性较差。（看文档相关部分）% Rb3.4 SiGe HBT的结构及制作工艺Dai mler-B en 2/ Ten i c歸）TcniG/Daimler Benz criginaPSiGe HBT主要有两种设计方案，一种是德国的 （DBAG）设计，另一种是IBM设计。如图：飞）iemTemic反感的主要特点在于SiGe基

9、区很薄，Ge组分高、基区高掺杂。由于 基区很薄，电子在基区中渡越时间很短，可以实现高的 拆值；高Ge组分基区及中杂引起的带隙收缩使得期间在发射区浓度远低于基区掺杂浓度时仍可获得高 的电流增益；小的基区电阻和小的收集极 /基极电容是获得的必要条件，设计中由于基区中掺杂，所以本征电阻值很小，基区接触电阻占主导地位，采用或者合金做接触材料可以改善基区接触电阻，很容易获得极小的基区电阻值，所以二：能够得到很高；另外由于基区电阻很小，丨11丁 得噪声特性很好。IBM设计方案中基区Ge含量较低，基区教宽，基区掺杂也较 低，该方案最大的特点是基区 Ge含量采用渐变的形式。渐变的 Ge组分的形式 在基区形成一

10、个飘移场，减小了基区渡越时间，改善了特性；基区掺杂浓度较 低，通过选用大的V- 的比值可以提高；同时，IBM设计的方案也获得了 较好的基区电阻和寄生效应，从而得到了较高的 f 和很低的噪声。3.5SiGe器件在低噪声放大器方面的应用（整合）低噪声放大器在接收机中起着重要的作用，当输入信号很小时，它能够基本无附加噪声（低噪声）的放大，以达到所要求的信噪比，当输入信号很大时，LNA （ Low Noise Amplifer）可以无失真的接收大信号。适合 LNA设计是当今通 信电路的一个关键。LNA设计要求同时满足高增益、低噪声、输入输出匹配、 工作稳定、高线性度。G:增益4.微波晶体管的设计指标与

11、器件的选用4.1设计预期指标工作频率：1.575GHz增益 ：16dB驻波比：W 2: 1噪声系数：w 1.5dB50 Q输入匹配较好线性度4.2各项指标的设计考虑及提出依据：低噪声放大器作为通信系统中的一个组成部分，它的技术指标影响整个系统的性能好坏，合理的技术指标不仅是系统的要求也是一个优秀的设计能否顺利完 成、一个器件的性能能否充分挖掘和利用的关键。4.2.1 噪声系数NF（解释噪声系数，级联公式）这项指标是设计目标中最重要的一项，用输出信噪比和输入信噪比的比值F表示，F由噪声系数的级联公式可知，作Ga1为系统的最前端对整个系统的影响是最大的， 而噪声系数直接影响接收机的灵敏 度。4.2

12、.2增益G根据噪声级联公式，接收机前端的增益必须足够高以克服后级噪声的影响， 另一方面因为电路要能够抵抗较强的带外干扰，过高的增益会增加后级电路的负担，主要指线性指标和增益压缩，另外在射频频率上取得高增益代价较大，增益过高还容易造成电路不稳定，所以必须对整个接收链路的增益分配进行合理安 排。4.2.3输入驻波比低噪声放大器的主要指标是噪声系数，所以输入匹配电路必然偏离驻波比最 佳的共扼匹配状态，但由于输入信号极其微弱，驻波比过大引起的反射损耗是不 能接受的，所以设计时必须在噪声系数和输入驻波比之间做一定的折衷。424稳定性为了保证放大器在系统中稳定工作， 不发生自激振荡，设计时应当保证在器 件

13、工作范围内全频段稳定4.2.5各项指标之间的矛盾和折衷在射频电路设计中，为了设计一个符合要求的设计，必须对各项指标进行不 同程度的折中，因为各项指标之间是相互影响并且相互制约的。噪声系数和输入驻波之间的折衷：由于最优噪声匹配点并非共扼匹配点，所 以为了兼顾两者，常常采用负反馈的方法。噪声系数和增益之间的折衷：由于最优噪声匹配点并非共扼匹配点，最小噪 声和最大增义不能同时满足，为了获得低噪声系数往往牺牲一定的增益。稳定性与其它指标的折衷：为了获得稳定性所加入的反馈或者阻性负载对增 益和噪声等其它指标都会有所影响，设计时必须合理权衡。4.3器件的选择此次设计用的三极管为BFP640这是一款高增益低

14、噪声的SiGe HBT非常适合 GPS( Global Positioning Satellite )低噪声放大器的应用。1525.4 MHz 0.89 dB 66.1 K1535.4 MHz 0.91 dB 67.5 K1545.4 MHz 0.90 dB 66.8 K1555.4 MHz 0.92 dB 68.8 K1565.4 MHz 0.92 dB 68.5 K1575.4 MHz 0.92 dB 68.4 K1585.4 MHz 0.89 dB 66.3 K1595.4 MHz 0.92 dB 68.5 K1605.4 MHz 0.92 dB 68.2 K1615.4 MHz 0.9

15、3 dB 69 K1625.4 MHz 0.91 dB 67.6 K从表中可以看出在所要求的工作频率上， 晶体管可以得到比较小的噪声， 适合运 用在本次设计中。5.微波低噪声放大器的设计5.1晶体管直流偏置点的选择 器件一旦选定之后，就要对直流偏置点进行选择， 因为无论是小信号特性 （噪 声系数，S参数），还是大信号特性，在不同的工作点下都是不同的，工作点一定 时，在不同的工作频率， 器件特性也是不同的， 所以根据设计要求需要的工作频 率选定合适的偏置点。偏置点选定后就应该选取合适的偏置电路结构，一般无源偏置结构较简单， 可以简化设计过程，但如果在温度变化很大的应用来说， 为了保证偏置点的稳定

16、， 有源偏置是较好的选择。另外偏置电路的设计必须保证对放大器匹配电路工作不会造成影响， 同时也 可以利用偏置电路提高放大器的一些工作特性， 如偏置电阻就可以提高放大器的 稳定性。有些场合下偏置电路和匹配电路是结合在一起的， 如高通结构的匹配电 路常用并联的匹配电感同时作为偏置扼流线圈。通过对晶体管参数的研究，此次的晶体管直流偏置选在 VCE = 2.5 V, IC =10 mA点，在这个点可以获得较好的性能。晶体管在此偏置点不同频率下的参数如下：! fS11S21S12S22! GHzMAGANGMAGANGMAG ANG MAG ANG0.9000.6032-76.817.023119.60

17、.040257.30.6937-41.21.0000.5707-82.915.956115.50.042855.30.6555-43.61.1000.5405-88.714.963111.90.045253.70.6202-45.51.2000.5127-94.114.052108.60.047452.20.5880-47.11.3000.4875-99.213.227105.50.049551.00.5589-48.51.4000.4653-104.112.489102.60.051549.90.5328-49.71.5000.4458-108.811.83499.90.053449.00.

18、5095-50.71.6000.4290-113.311.25597.30.055348.30.4888-51.61.7000.4144-117.710.73894.70.057147.60.4702-52.41.8000.4017 -121.810.27092.30.058946.90.4535-53.21.9000.3903-125.89.83790.00.060846.40.4382-53.82.0000.3798-129.79.42787.90.062645.80.4241-54.42.2000.3608-137.38.65084.00.066244.80.3986-55.42.400

19、0.3446 -144.57.95080.40.069843.70.3764-56.22.6000.3333 -151.47.40776.80.073442.70.3581-57.02.8000.3268-157.67.03473.20.077141.70.3434-57.93.0000.3162-164.36.45870.20.080940.60.3281-58.43.5000.3076-178.35.67762.00.090438.10.3043-61.54.0000.3052169.65.00455.00.099835.00.2738-64.34.5000.3122158.24.5004

20、8.10.109232.00.2538-66.05.0000.3205147.14.07241.20.118928.70.2389-68.85.5000.3301137.43.71835.00.128625.40.2191-73.06.0000.3438128.83.44228.60.138821.90.1997-75.9Fmin Gammaopt rn/50! GHzdBMAGANG -0.9000.470.15190.111.8000.700.06-270.102.4000.760.05200.113.0000.850.071780.104.0000.910.14-920.125.0001

21、.010.28-700.176.0001.190.25-890.165.2晶体管匹配点的选取由于低噪声放大器处理的是微弱信号，所以要求它既有低噪声又有小的输入 驻波比。但是，放大器共轭匹配时的源反射系数r in和最佳噪声匹配的源反射系 数r opt往往是不相等的，很多时候还相差较远，这使我们经常不得不在两者之间 进行折衷。下图是典型的晶体管二端口网络示意图：晶匹体 管配r inr l图一：晶体管二端口网络示意图设计思路是在保证放大器稳定性的基础上rs在r in和r opt之间取一折衷值,然后r l取r out的共轭，即输入失配法。但在很多情况下的输入驻波比和噪声系 数不能同时兼顾，往往要用较大

22、的输入驻波比换取满意的噪声性能，这对于输入信号极其微弱的低噪声放大器是不能接受的。射极（源极）反馈的方法可以较好地解决这个问题，就是在r opt相对固定的 情况下，通过改变晶体管的输入阻抗 Zin从而改变r in，使r in和r opt接近甚至重 合,从而同时得到较小的驻波比和较小的噪声系数。 下面以双极型晶体管（BJT） 为例说明其原理。图二为BJT晶体管射极串联电感Le后的等效电路图。由图二可得，输入阻 抗为：把Vbe和Ie带入Zm的表达式:图二：射极串联电感的晶体管等效示意图Zin 1 b RblbLe(lb GmVbe)1lbLeGm”Cin=(Rb GmCLe) j( LelbCin

23、C-)可见，比起原来的ZinRb,射极加一电感Le后，输入阻抗的实部和虚部均增加了一个和Le有关的项，通过调整Le的值改变Zin，可以使共轭匹 配时对应的Zsource和r opt对应的输入阻抗接近甚至重合。下图为用仿真软件ADS模拟的射极加电感前后的效果图加入电感之前的稳定圆（红色），增益（蓝色），噪声（灰色）。从图中可以 看出在未改善稳定性之前，系统是潜在不稳定，且增益圆与噪声相距很远，噪声 和增益折衷困难。加入电感后可以看到Smith圆图的变化，系统绝对稳定且噪声与增益圆的圆 心也靠近了不少，可见电感的作用对于改善系统的性能有着明显的作用。但是，射极的感性反馈同时会带来增益降低和高频的稳

24、定性变差的问题， 这 限制了反馈量的增加。如果输入驻波比和噪声系数不能改善到令人满意的程度， 可以通过制造一定的输出失配来进一步解决。由等式：山Sn 弘比心 可见,1 S22rL输入反射系数和输出反射系数有直接的对应关系，理论上总可以找到一个合适的r l值，使r in等于r opt的共轭，这样最小噪声和共轭匹配同时得到满足。但这样 的运算可能得到rin 1，这时候单改变r L已经不能达到目标；射极感性反馈实际 上是通过改变二端口网络的 S参数来改变r in,所以，两者结合起来就可以得到 合适的r in使其满足要求。当然，改变r l要考虑输出驻波比的问题，输出驻波比 过大会影响输出功率和增益，设

25、计时要综合考虑。5.2.1稳定电路的设计和匹配点的选取首先，电路的整个交流系统应该在一个稳定的条件下工作， 即匹配点的选取 应该在稳定圆之内。利用 ADS辅助设计软件可以画出稳定圆和其他相应圆图的 图形。改变稳定性设计的方法基本是采用在基极或者集电极并联或串联电阻实现。并联或者串联的电阻都会影响到S参数，使其变化，从而达到稳定性设计的要求。 在此采用在集电极并联一个100 Q,采用100 Q电阻一方面通过并联电阻可 以满足电路的稳定性设计，即达到绝对稳定。另一方面考虑实际100 Q的电阻也比较容易找到。TermT erm1Niim=1 7-70、RtrR.R=1 UO OhmTermTer m

26、2Num-2 z=zo其输入输出Smith圆图如下图/coefficierts. Ths impedsxse, ptmer gains, and noise fig谢能 曲i3v will bo updated 7h# raTSd JCF- FMFrrnns STe nvlidrna详III I Ivl 仃| J I JI it -I |l II ；.：!.=； ns do the stabil z/c rcies)r jrc- cttfb.1 /-TiRr Tn T In Si 就(匕 tfrjHif (Dispia 和manIM 4 i USiPJiUet k J ! JIA. 1d JL

27、 J)i* -hai - a kX J ” s JWi - !* rviMflF FruuencrSslKtawhF! imTn1 o o o c c 卄九Hr ci-0ihhQ*1Z UD.ndanLoad sxiflrJ-iRF :|jiili.DCJ cd : JJDlj叱0佃(in EU就是说在Smith圆图中从图中可以看出稳定性圆已经覆盖整个 Smith圆图,选择任意的匹配点晶体管都会稳定的工作此电路的发射极电感用两个并联的微带线代替，主要是由于在调试过程中， 让稳定性圆能够覆盖整个Smith圆图，并且能够尽量让增益圆与噪声源靠近的电 感值非常的小，实际中太小的电感值误差较大且也不一

28、定有所需要的数值，所以采用微带线来代替电感。采用两条微带线的原因是晶体管 BFP640拥有两个发射极管脚。其中微带线的宽度为10mil，长度为30mil。Mil 为毫英寸 1 mm = 39.37 mil所以对上试电路因为最后的版图中器件的连接都应该是采用微带线来连接, 进行一定的改进。如下图：MLINTL3W=30milL=40 mil MLIN1 -TL4 - .S(jbst=M3uj3l. W=30milL=40 milMTEETeelSubsKMSubTW1=30mli 州羽兀，milW3=30.mi|Te rmMLIN .TL1Subst=lMSubi 张 WEil L-30 mil

29、 -Te rrn1Nliiti=1z=zo帕 LIN.TL2Subst=MSub1L=30inilR L R1 R1OO OhmTerri -Term2.Nunn=2 Z=ZG仿真后得到得到噪声圆与增益圆如下图uruiuuiy mi k 91 iu rjdu gidivir coeflici ents. The i rnpedances. poi/vw gains. and noise riurG teiowwiii be Lfidtfed. Ttie tnaneducer power gsms are invalid if th亡 msrhpra rcwd intc n-intnlti r

30、qi _in (1 imslly msi d? tl-令 siab litpcixi&s)Wove marker to desired n 1 j 11 . I- 1. i be ujzdatgcl匹配的原则是尽量使r in与r S, r out与r l之间达到共轭匹配，从而达到最 小驻波比。进而可以实现低噪声放大器的目标要求。在匹配点的选取中应该尽量靠近两个圆的圆心，当然也要考虑匹配的问题， 这主要是由于越靠近两个圆的圆心， 在噪声圆内放大器的噪声越小，在增益圆内 增益越大。经选定，并且匹配的比较完美，所以输出电路可以采用定的失配,在输出电路的匹配点的选取 时主要是主要的，由于输入电路的匹配

31、点基本已freci，GHzLi fzvin1 % 1 r r 1 由上图可以看出，此时的驻波比在 1.6GHz处均小于目标的2k的系数大于1 ,说明电路处于绝对稳定状态 所以匹配点选取以下值Source Impedanceat marker GammaS46.751 +j24.431Noise Figure (dB) witlhZsource (only valid with K1)Load Impedance at marker GammaL5237+0.4031.040此时的其值大于i ,说明电路处于绝对稳定状态。522输入输出电路设计由于输入输出电路的匹配点已经确定，那么输入匹配网络和输

32、出匹配网络的 反射系数就已经确定，并且由上图输入与输出匹配网络的阻抗也可以直接读出。 阻抗的匹配方法基本有八种，此次在输入网络中采用串联电容、并联电感的方法。USUEJMStblHI rnm-ti-4 dCl匚勺4 pF? er*nTerril-Mun - If juj r r U- 11 FT=i 03 mil TaiD=Q Rough=DnniTjarm . derrn：.一.Nium=3 Z dB.75l.f2d-131此时的S（ 1.1），输入反射系数在Smith圆图上的位置如下freq (1 575GHz to 1 575GHz)只有当其处于Smith圆的圆心时才说明输入端匹配。所以

33、应继续调节电容与 电感的数值使输入电路达到匹配。考虑到器件的连接是使用微带线因该在器件之 间采用微带线来连接，这样S参数又会产生变化，可以通过调节图中TL1的长度 来使输入网络仍然匹配。最终形成如下输入匹配网络。Tprrn 口Temnl-pFm=1Z=5DOhmMSubMSUE ._MSublH=1 ITHIEr4.3閘g尸1CandoS IBF+7 ,Hi i H PiH milT=0 Da nilMTEETce15utisc= Sufa 11 Wl=30mil - W2=30mil.W3=30mil .7I_ iTarri=DSutost=(MSubfRouahFOTT*W-30 milL

34、=2g0rnil丄.LIL=3D NHTprm .Term2 funrt=2输出匹配网络的设计过程与输入匹配网络的方法类似。 最终形成输出网络如下：PARAMETERS孑他5PI. NTFE B -srart=3tnp=Ste|3=-Wi30mi|W2=30rriil* u Vl/o=3D T .lerni . Teim 1 Num-i Z=50 OhmMSiJdL .I IL-IDflHP-Mill 日ivtsubi s H-1 inMjr=lCand=5 別三+了Hu=3i9e+034 TillT-0 03 mH i1、TdnQ-i / II J J r-RDui-a ml mi i -T

35、L1G1Su旳WMSutiglD pFmil L=U7 mil.Trm .Tarnp _burn=2Z=Q2 097j*?1 403treq (1 ,S76GHzto 1 ,575GHz上图说明输出网络电路是匹配的。输入与输出网络结合在一起，在此测量其反射系数与相关参数。HMDr ucibk . - r , H-lmii . 卜莒 inr-f ccrbSJStti r-WJMHrsiji-fl.Rcijb-rhllWKS I二CtJiCHZT?ni -Rm I Nl2-3?iln!aiffi-! w日I耳 I 4 h找t .屯I讥Ai-；tt：lDIj.tni 煜如1肿卩 世J勺 wirira

36、 * m a r 卜|包叙111.-械 iSOh itSinllLF33IIH 討TLEV1Cmll UMDMrLt汕g n*iHint:m調厂. TMClnl) i 如I0-1-D-phum 血y ,.”.，h rTU , . 】屈矚Mlqifj斑卫11 & , . jlr1.430,1XL-mi ，jLr2i UN卜曲I旳對|I I - r I a I *.h/0n加uce|E：乍haK好E皿的In匕-血恂ACS.爼口間商和DHlP9dB”IM沁也4FfcdWaM：fc .Nm4lhfri：-ni*hJ- a IMAil伽就叭tfiM财-EWbEtlttl3fl-TP?- U Ik U-l*.0FAR削曰E晤一LiC0ire GHz5=P01 H 1 I511 II 1111101.521 1 1 0