半桥 反激 输入电容 驱动 采样 保护 计算方法

1、输出带有中间抽头高频大功率变压器设计过程和计算方法摘要：详细介绍了一个带有中间抽头高频大功率变压器设计过程和计算方法，以及要注意问题。根据开关电源变换器性能指标设计出变压器经过在实际电路中测试和验证，效率高、干扰小，表现了优良电气特性。PC提示 关键词：开关电源变压器；磁芯选择；磁感应强度；趋肤效应；中间抽头 0 引言 随着电子技术和信息技术飞速发展，开关电源SMPS(switch mode power supply)作为各种电子设备、信息设备电源部分，更加要求效率高、成本小、体积小、重量轻、具有可移动性和能够模块化。变压器作为开关电源必不可少磁性元件，对其进行合理优化设计显得非常重要。在高频

2、开关电源设计中，真正难以把握是磁路部分设计，开关电源变压器作为磁路部分核心元件，不但需要满足上述要求，还要求它性能高，对外界干扰小。由于它复杂性，对其设计一、两次往往不容易成功，一般需要多次计算和反复试验。因此，要提高设计效果，设汁者必须有较高理论知识和丰富实践经验。 1 开关电源变换器性能指标 开关电源变换器部分原理图如图1所示。请看下图: 其主要技术参数如下：电路形式 半桥式 ；整流形式 全波整流；工作频率 f=38kHz；变换器输入直流电压 Ui=310V；变换器输出直流电压 Ub=14.7V；输出电流 Io=25A；工作脉冲占空度 D=0.25O.85；转换效率 85； 变压器允许温升

3、 =50；变换器散热方式 风冷；工作环境温度 t=4585。2 变压器磁芯选择以及工作磁感应强度确定2.1 变压器磁芯选择 目前，高频开关电源变压器所用磁芯材料一般有铁氧体、坡莫合金材料、非晶合金和超微晶材料。这些材料中，坡莫合金价格最高，从降低电源产品成本方面来考虑不宜采用。非晶合金和超微晶材料饱和磁感应强度虽然高，但在假定测试频率和整个磁通密度测试范围内，它们呈现铁损最高，因此，受到高功率密度和高效率制约，它们也不宜采用。虽然铁氧体材料损耗比坡莫合金大些，饱和磁感应强度也比非晶合金和超微晶材料低，但铁氧体材料价格便宜，可以做成多种几何形状铁芯。对于大功率、低漏磁变压器设计，用E-E型铁氧体

4、铁芯制成变压器是最符合其要求，而且E-E型铁芯很容易用铁氧体材料制作。所以，综合来考虑，变换器变压器磁芯选择功率铁氧体材料，E-E型。 2.2 工作磁感应强度确定 工作磁感应强度Bm是开关电源变压器设计中一个重要指标，它与磁芯结构形式、材料性能、工作频率及输出功率因素有关关。若工作磁感应强度选择太低，则变压器体积重量增加，匝数增加，分布参数性能恶化；若工作磁感应强度选择过高，则变压器温升高，磁芯容易饱和，工作状态不稳定。一般情况下，开关电源变压器Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些，对于铁氧体材料，工作磁感应强度选取一般在0.16T到0.3T之间。在本设计中，根据特定工作频率、温升、工作环境等

5、因素，把工作磁感应强度定在0.2 T。 3 变压器主要设计参数计算 3.1 变压器计算功率 开关电源变压器工作时对磁芯所需功率容量即为变压器计算功率，其大小取决于变压器输出功率和整流电路形式。变换器输出电路为全波整流，因此请看下图: 变压器计算功率=变压器输出功率*(1.414+1/效率)式中：Pt为变压器计算功率，单位为W；Po为变压器输出功率，单位为W；3.2 磁芯设计输出能力确定磁芯材料确定后，磁芯面积乘积反映了变压器输出功率能力。其磁芯面积为 磁芯截面积乘积=磁芯截面积*磁芯窗口截面积=(变压器计算功率*104/4*磁芯工作磁感应强度*工作频率*窗口占空系数*电流密度系数)1.16式中

6、：Pt为变压器计算功率，单位为W；Ap为磁芯截面积乘积，单位为cm4；Ac为磁芯截面积，单位为cm2；AeAm为磁芯窗口截面积，单位为cm2；AwBm为磁芯工作磁感应强度，单位为T；在0.16T到0.3T之间，根据特定工作频率、温升、工作环境等因素，把工作磁感应强度定在0.2 Tf为工作频率 ，单位为HZKw为窗口占空系数取0.2；Kj为电流密度系数(温升为50时，E形磁芯取534)。3.3 磁芯实际输出能力在磁芯工作状态确定后，选择磁芯结构参数应稍大于Ap值。因为该变压器散热方式是风扇冷却，磁芯实际输出能力至少应大于设计输出能力10，若散热方式是自动冷却，则要求实际输出能力比设计输出能力大更

7、多。查相关手册，找到符合本设计要求E型磁芯规格为E42C，尺寸为a=4.2 cm，b=2.11 cm，c=2 cm，d=1.2 cm，e=2.95 cm，f=1.53 cm。 其实际输出能力为请看下图: E型 PQ型A-磁芯长度 B-磁芯高度 C-磁芯宽度 D-磁芯舌头宽度（直径）E-磁芯间隙宽度（加磁芯舌头宽度） F-磁芯间隙高度磁芯截面积乘积=铁占空系数*磁芯截面积*磁芯窗口截面积=铁占空系数cd(e-d)*由此可见，Ap大于Ap(1+10)=3.48x(1+10)=3.83 cm4，因此，所选磁芯符合要求。 式中：k 为铁占空系数，取k=O.6。e 磁芯间隙 整个磁芯宽度（包括磁芯舌头）

8、d 磁芯舌头宽度 3.4 绕组匝数计算 因为变换器电路形式为半桥式，所以变压器初级电压Up=Ui/2=310/2=155 V。变压器初级电压=输入电压/2在该变换器中满载电流25 A比较大，整流管和滤波电感上压降不可忽视，本变换器所用整流二极管压降在25A电流下约为25V，滤波电感直流压降取05V；另外，变换器满载工作时会把电压拉低，为避免把工作脉冲占空比拉到最大时电压电流仍然达不到要求，变压器次级电压要有一定裕度，一般取变换器输出电压30；所以，变压器次级电压Us=（14.7+2.5+O5）+14.730=22.1l V。 次级电压=(输出电压+整流二极管压降+滤波电感直流压降)+输出电压*

9、30% 3.4.1 初级绕组匝数N1 初级绕组匝数=(变压器初级电压*初级输入脉冲电压宽度/2*工作磁感应强度*磁芯截面积)=变压器初级电压*初级输入脉冲电压宽度/2*铁占空系数*c*d(磁芯尺寸)3.4.2 次级绕组匝数N2 次级绕组匝数N2=次级电压*初级绕组匝数/变压器初级电压式中：Ton为初级输入脉冲电压宽度，单位为s。取占空度D=O.5，Ton=D/f=13s。 Ton=0.5/38000=0.000013S=0.013mS=13uS3.5 导线线径计算绕组导线大小根据变压器各绕组工作电流和电流密度来确定。另外，若变压器工作频率超过20 kHz，还需要考虑电流趋肤效应影响，导线直径应

10、小于两倍穿透深度。频率为38 kHz时铜导线趋肤深度O.41 mm，因此，所取导线直径应小于0.82 mm。 3.5.1 电流密度 电流密度=电流密度系数*磁芯截面积乘积-0.14*10-23.5.2 初级绕组所需导线截面积请看下图: 初级绕组导线截面积=(次级绕组匝数*初级电流)/(初级绕组匝数*电流密度)用线径是O.8mm，截而积是O.5mm2圆铜线两根并绕。3.5.3 次级绕组截面积因为本变压器次级是带中间抽头输出，计算导线截面积时，Io需乘以O.707校正系数。因此，次级绕组所需导线截面积为 次级绕组截面积=0.707*初级电流/电流密度用线径是O.8mm，截面积是0.5mm2圆铜线8

11、根，分两组，每组4根并绕，然后两组并接。 4 线圈绕制 因为变换器用是中间抽头变压器，功率较大，宜采用三明治绕法。三明治绕法是中间初级绕组，两边次级绕组，或中间次，两边初。这种绕法会对变压器温度有很大帮助，且磁力线在变压器中分布较均匀，所以绕组耦合较均匀，漏感少，对外界干扰小，对纹波影响较小。本变压器初级绕组绕在中间，次级是中间抽头输出，共有4个绕组，各2个绕组绕在初级两边。 5 结语 实验证明，该高频大功率变压器满载工作时转换效率达到95.5，磁芯温度58。工作稳定可靠，噪声很小，对外界干扰小，表现了优良电气特性。设计中，在最大输出功率时，磁芯中磁感应强度不应达到饱和，以免在大信号时产生失真

12、。 该变压器工作频率为38 kHz，由于工作频率较高，趋肤效应影响比较大，因此，在设计时应注意选择导线线径，避免由于趋肤效应引起有效面积减少。 单端反激开关电源变压器设计单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。 一、已知的参数这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压Vin、输出电压Vout、每路输出的功率Pout、效率、开关频率fs(或周期T)、线路主开关管的耐压Vmos。 二、计算第1步：计算反激电压:在反激变换器中，副边反射电压即反激电压Vf（反峰电压）

13、与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(假设为150V)。反激电压由下式确定：Vf=VMos-VinDCMax-150V反激电压=开关管的耐压输入直流电压最大值150V(裕量)第2步：确定原、副边的匝比：反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。Np/Ns=Vf/Vout 原边匝数/副边匝数=反激电压/输出电压第3步：另外，反激电源的最大占空比（一般取0.45%）出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式：VinDCMinDMax=Vf(1-DMax)输入电压最小值X占空比最大值

14、=反激电压X(1占空比最大值)第4步：计算原边电感量：设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为Ip1，当开关管关断时，原边电流上升到Ip2。若Ip1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。由能量守恒，我们有下式：1/2(Ip1+Ip2)DMaxVinDCMin=Pout/1/2X(原边电流为Ip1+原边电流Ip2 )X占空比最大值X输入电流电压最小值=输出功率/效率一般连续模式设计，我们令Ip2=3Ip1这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量：Lp= DMaxVinDCMin/fsIp原边电感量=占空比最大值X输入直流电压最小值/振荡频率X变化的原边电流对于连

15、续模式，Ip=Ip2-Ip1=2Ip1；对于断续模式，Ip=Ip2 。第5步：可由AwAe法求出所要铁芯：AwAe=(LpIp22104/BwK0Kj)1.14磁芯窗口面积X磁芯截面积=(原边电感量X原边峰值电流平方X104/磁芯工作磁感应强度X窗口有效使用系数X电流密度系数 )在上式中，Aw为磁芯窗口面积，单位为cm2Ae为磁芯截面积，单位为cm2Lp为原边电感量，单位为HIp2为原边峰值电流，单位为ABw为磁芯工作磁感应强度，单位为TK0为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.20.4Kj为电流密度系数，一般取395A/cm2根据求得的AwAe值选择合适的磁芯，一般尽量

16、选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感。第6步：计算原边匝数：有了磁芯就可以求出原边的匝数。根据下式：Np=LpIp2104/BwAe原边匝数=原边电感量X原边峰值电流X104/磁芯工作磁感应强度X磁芯截面积再根据原、副边的匝比关系可以求出副边的匝数。有时求的匝数不是整数，这时应该调整某些参数，使原、副边的匝数合适。第7步：计算气隙：为了避免磁芯饱和，我们应该在磁回路中加入一个适当的气隙，计算如下：lg=0.4Np2Ae10-8/Lp气隙长度=0.4X原边匝数平方X磁芯的截面积X10-8/原边电感量在上式中，lg为气隙长度，单位为cmNp为原边匝数，Ae

17、为磁芯的截面积，单位为cm2Lp为原边电感量，单位为H至此，单端反激开关电源变压器的主要参数设计完成。我们应该在设计完成后核算窗口面积是否够大、变压器的损耗和温升是否可以接受。同时，在变压器的制作中还有一些工艺问题需要注意。第8步：校验饱和磁通密度：Bmax=(LpIp)/(Ae Np)=(5221.82)/(9836)0.27T=270mT 校验，饱和磁通密度=原边电感量X原边峰值电流)/(磁芯的截面积X原边匝数平方)最简单的反激变压器设计计算方法自己综合了一下众多高手的方法，自认为是比较简单的方法了！如下:1、VDC min =VAC min * 1.2VDC max =VAC max *

18、 1.42、输出功率Po=P1+P2+Pn.上式中P1=(Vo1+Vf)*I1 、P2 =(Vo2+Vf)*I2上式中Vo为输出电压，Vf为整流管压降3、输入功率Pin=(Po/)*1.2(此处1.2为输入整流损耗)4、输入平均电流:Iav = Pin/VDC min5、初级峰值电流:Ip = 2*Iav/Dmax6、初级电感量:Lp=Vdc min *Dmax /(Ip*fs)fs为开关频率7、初级匝数:Np=VDC min * Dmax /(B*Ae*fs)上式中B推荐取值0.2 Ae为磁芯横截面积,查规格资料可得!8、次级匝数:NS =(Vout+Vd)*(1-Dmax)*Np / Vi

19、n min*Dmax至此变压器参数基本完成！另就是线径，可根据具体情况调整!宗旨就是在既定的BOBINN上以合适的线径，绕线平整、饱满！单端反激式开关变压器设计单端反激电路基本工作原理1、简单说就是当 Q开通时，输入的直流电压通过初级绕组向变压器灌入能量； Q关断时变压器内灌注的能量通过次级绕组释放，经 D整流、 C滤波后供负载使用。 单端反激电源的限制 最大的限制就是输出功率，有这个限制的原因是这种电路结构的输出功率取决于通过变压器原边的电流峰值，而这个峰值跟原边的电感量（还有开关频率、占空比等其他因素）。另一个限制是占空比，单端反激的结构中，开关信号的占空比一般不超过 45%。由于变压器绕

20、组的反电动势存在，作为开关管在关断时需要承受的电压为： UDS= Uin/1- qMOS管耐压=输入直流电压/1-占空比 其中 q 表示占空比。 从公式中可以看出随着占空比的提高开关管的耐压要求会变得很高。而网电的220V在考虑20%的波动再整流滤波后会达到接近400V，在50%占空比的时候开关管的耐压要求已经达到800V，因此几乎所以的资料中对单端反激结构的占空比的设计都是45%。 2、PWM 控制芯片 开关电源的控制核心是 PWM 控制芯片， UC3844B芯片8脚DIP封装的，这样外围只需要很少的元件就可以构建一个简单的开关电源。 型号 工作电压 最大占空比 uc3842 1016V 9

21、5% uc3843 7.68.5 95% uc3844 1016V 50% uc3845 7.68.5 50% 3、电源输入端电容电容量 在选择好控制芯片和主回路拓扑结构以后开始进入原理图设计阶段。 首先，电源要求满足 AC22022V 的电压波动，那么在整流后，最小的输入电压（峰值）就是：（ 220V-22V） *1.414=280V输入交流电压-波动量*2开方=最小输入交流电压峰值 在实际设计中我还要为这个值留一个波动的裕量，在输入 250V 时仍能正常工作；那么电容上电压的波动就是 280-250=30V； 确定电容充电间隔时间，根据上面的模型可以知道这个值是 10ms：然后计算后面电路

22、消耗的电流。1S=103mS=106uS=109nS220V/50HZ交流电整流滤波后为100HZ脉动直流，100HZ/1S=100HZ/1000Ms=1/10 mS 关于开关电源的第一个重要公式： IPK=2*P/ q- V原边电流峰值=2*电源功率/占空比最大值-输入电压最小值 Ipk:原边电流峰值（ A） P：电源功率（ W） q：占空比最大值 V：输入电压最小值（ V） 按这个公式计算出原边电流的峰值，其中电源功率算 100W （80%的效率挺好的），占空比 0.45，电压 250V，那么电流峰值就是 1.78A。这里再次简化模型以避免积分运算，以峰值电流的一半代替平均电流计算，再考虑

23、占空比只有 45%，那么电流就还要再小一倍，得出放电电流大约是： 1.78/4=0.445A。在 10ms 内以 0.445A 放电，可以放掉的电荷量：Q=1/2*1/2*IPK*S Q= 0.445*0.01=4.45*10-3电荷量(Q)=原边电流的峰值(A)*电容放电时间（S）（ C） 电量 单位库仑 那么: C = Q/V=4.45*10-3/30=148F电容容量=电荷量/电容上电压波动量 考虑到铝电解电容 20%的容量误差和容量会随着时间推移逐渐减少，选择220uF 的电容。在大功率的电源里，这个电容的存在会影响电源的功率因数，所以有的电源设计里在电容前会加上一个电感来修正功率因数

24、，称为 PFC（ Power Factor Correction，功率因数校正），这个概念相当于用电感和电容构成一个串联谐振电路，使这个回路对 50Hz 的频率谐振，从而对外呈现纯电阻性质的负载，而不影响功率因数。在多数电源里会加一组由安规电容及共轭滤波电感构成的滤波系统，此外再加上一些自恢复保险、压敏电阻等组成保护电路。 4、 PWM 芯片的供电回路 UC3844是整流后的输入电压通过一个大阻值的电阻向芯片供电，当电源开始工作以后，由馈电绕组 T2 接替向芯片供电。为了使芯片正常工作，第一就是要选择一个合适的大阻值的电阻向芯片供电。 已知条件： 芯片的工作电压是 1016V，要使芯片开始工作

25、必须使芯片的供电电压达到 16V 以上； 芯片的一般工作电流是 10mA，待机电流是 0.5mA （ 0.5mA 是最大值，标准值是 0.3mA）； 芯片的最大工作电压是 36V； 芯片内部有一个 36V 的稳压二极管，齐纳电流是 20mA； 先考虑最坏情况下，芯片不能损坏的电阻值：也就是输入电压最高、馈电绕组没有正常进入工作，此时输入电压加到芯片上和稳压二极管上，在 30mA 的电流下不能超过 36V。假设电源电压是 220+10%，则整流滤波后的直流电压是 342V，则电阻值 R 的取值就是： R=34236/30 *10-3=10206=10K 供电电阻=（直流电压-芯片电压）/芯片电流

26、 也就是说电阻的取值最小不能小于 10K； 电阻取值的最大值，这个最大值要保证芯片供电引脚上的电压在输入电压最小值时能满足启动要求的 16V，也就是说供电电流大于 0.5mA 时芯片仍能得到 16V 的电压。假设电源电压是 220-10%，则整流滤波后的直流电压是 198V，则电阻值 R 的取值就是： R =198-16/0.5 *10-3=364*103=364K 即电阻的取值应该在 10K364K 之间。 上面是极限值的计算，接下来计算比较一般的情况，假设馈电绕组正常，为了让电路在馈电支持下能够正常工作，芯片的功耗又不致过大，那么应该为芯片选择个较为理想的工作电压，假设是 12V。即馈电绕

27、组的输出是 12V。那么这个电阻的选择应该使芯片在正常工作电流时出现在芯片引脚上的电压低于 12V，则电阻值为： 342- 12/10 *10-3=33000=33K 即理想的电阻阻值应大于 33K。 那么这个电阻的阻值选的过大会发生什么情况呢？当芯片没有开始工作时，输入电压通过这个电阻向芯片电源上的滤波电容 C2 充电，直到电压达到 16V 以后芯片才会开始工作。如果这个电阻设置的过大，则在这个滤波电容 C2 有一定容量的条件下，这个充电过程会比较长，甚至你会看到这样一个情况，在为电源接通输入后，电源似乎会沉默一会儿然后才“啪”的一声开始工作。我觉得你不会喜欢发生这种状况，所以这个电阻不宜取

28、得过大。在我做的这个电源中，我决定把这个电阻选为 39K。在这个取值上，电阻的功率并不是很大的问题，假设 342伏的电压全部加在电阻上，电阻的功耗是 3 瓦，但因为它基本上是在芯片启动的那一段时间工作，所以用个 12 瓦的电阻都可以。但是必须注意到这是一个有耐压要求的电阻，原因当然不用我做过多的说明，基本上这应该是一个耐压 300V 的电阻，留出余量以后选用 400V 的耐压档位是比较理想的。 选定了这个电阻，其他的部分就相对简单一点了。 首先是滤波用的电容，这里电容的取值是这样确定的，当电容充电到 16V 的时候，电路开始工作，除了电路本身逻辑要消耗 10mA 的电流，驱动开关管还需要额外消

29、耗 40mA 电流，那么总的电流消耗大致算 50mA；而由于软启动（后面再详细说）、电源的逐渐稳定等等因素存在，可能在 10ms 内无法由馈电回路提供电源，此时芯片就要消耗电容存储的能量。这个存储的能量必须在 10ms 内维持不能跌落到 10V 以下，否则芯片会再次进入欠压锁定。那么在 10ms 内维持 50mA 的电流，需要的电量就是： 50*10-3 * 10*10-3=0.5*10-3（ C）放电电流*放电时间=电量 则电容量要满足： C = Q/V=0.5*10-3=83F实际选择 100uF，耐压 36V 的型号，再并联一个 0.1uF 的无极性的电容减少铝电解电容的 ESR 较大的

30、影响。 这个电容如果太大，会像前面说的，电路的启动过程太慢，注意这可不是通常说的对电路有保护作用的软启动。所以电容值适当就好。 馈电绕组的整流二极管选用肖特基的，耐压超过 36V（超过芯片内的稳压二极管，这样在芯片没有正常工作时不致被反向击穿），电流超过 100mA 即可（几乎所有的二极管都能满足）。 5、定时电阻和电容 决定芯片输出频率的是定时电阻和电容，但在开始的时候必须先介绍一下芯片的电压基准。在芯片内部有一个 5V 的电压基准（对于军品和工业品级的芯片这个基准的精度是 1%，而商用级的是 2%），这个电压基准是很有用的，首先它被用来给定时电路充电，其次可以用于电压反馈电路的供电，最后可

31、以用来在调试初期判断芯片是否正常工作。在芯片的数据手册里，说明了在定时部分，这个 5V 电压首先通过定时电阻 RT 向定时电容 CT 充电，当 CT 充电到 2.8V 时，会触发一个 8.3mA 的电流源对电容放电，放电到 1.2V 时停止放电，电容再次开始充电。这个充电-放电的过程周而复始，从而确定了芯片的振荡频率。在 3842/3843 芯片中，这个振荡频率就是输出的开关频率，而在 3844/3845 芯片中，还有一个额外的逻辑在振荡器输出波形中每 2 个“偷吃”掉一个，进而形成最大 50%的占空比。另一方面，这一对定时电阻和电容不光决定了芯片输出的开关频率，同时也决定着芯片输出波形的最大

32、占空比。这个机制是这样的：不管反馈电压和反馈电流的值是多少，芯片输出的开关波形仅在定时电路的充电期内输出高电平。芯片数据手册的时序图就体现了这个情况。在图的左侧定时电路的电阻较大而电容较小，则充电的过程较长而放电的过程较短，那么输出波形的占空比就可以很大；右侧定时电路的电阻较小而电容较大，那么放电过程就会占整个振荡周期的相当时间，那么输出波形的占空比就会被限制在一个有限的范围内。 一般来说随着开关电源工作频率的提高，开关电源的体积就可以做的更小，但是更高的工作频率也带来更高的损耗和对电路更高的要求。在正常的设计中不应该追求过高的工作频率，在这次设计的电源里。因为具体的振荡频率要结合开关变压器的

33、设计进行，所以在原理设计阶段，大体上工作频率有一个预期就可以了，随着工作的深入这个值会被确定下来。在这个部分要注意因为定时电阻、电容决定芯片的工作频率，而这个频率是整个电源工作的灵魂，所以这两个元件应选择精度较、稳定性都比较好的型号。电阻要0.5%1%的金属膜电阻，电容应选择5%的聚丙烯（ CBB）电容或聚硫化苯（ PPS）电容。 6、开关管驱动部分 开关管的选择需要有一定耐压要求的功率 MOS 管。在芯片内部有一组推挽式的驱动电路对外部的开关管进行驱动，驱动速度一般讲是足够的（ 50ns1nF）。首先是栅极电阻，这个电阻的存在可以抑制由于 MOS 管的结间电容、引线电感等引起的高频振荡，这种

34、振荡可能具有上百兆赫的频率从而很难被察觉但却带来严重的损耗和噪声辐射。通常这个电阻为 20 欧左右。 此外，通常 MOS 管的栅极具有一个极限的电压，这个电压一般是 25V，即便是高耐压的管子这个电压也就 30V，在芯片内部驱动电路的上臂是连接到芯片的 VCC 引脚的，而在电路的结构上这个引脚是有可能出现 36V的电压的（尽管可能性极小，只出现在馈电绕组的电压异常升高时，例如反馈系统故障），这样就会带来 MOS 管门极被击穿的后果，通常这里需要加一个保护用的稳压二极管，加一个电压为 25V 的高速 TVS 管，这种 TVS 管具有比较小的结间电容，从而对 MOS 管驱动的影响更小一点。 7、电

35、流采样部分 这款芯片之所以被称为电流控制型的，就是因为它所输出的 PWM 波形的占空比不光受到反馈电压的控制，还受到通过变压器原边的电流的控制。这里注意和电压控制型芯片的区别，在电压控制芯片中也许有过流保护的引脚，但输出的 PWM 波形的占空比并不受到原边电流的控制。 在电流采样部分，通过一个采样电阻，将通过原边的电流值转换为电压值，然后跟电压反馈的误差放大器的输出进行比较，当这个电流值达到误差放大器的输出所限定的电压时，输出驱动 MOS 管关断。由于电压反馈的误差放大器的输出送到和电流采样值进行比较的比较器时，这个电压会受到一个 1.0V 的稳压管的箝位，也就是说，电流采样值最大值应该是 1

36、.0V，即变压器原边电流峰值和采样电阻的阻值应该有以下关系： IPK *RS =1.0V原边峰值电流*负载电阻=电压 在芯片的数据手册中，还提到这个采样值在送到芯片之前，需要经过一个 RC 滤波。 8、保护 MOS 管的缓冲电路（尖峰消除电路） 由于MOS 管的耐压，这个缓冲电路是必须的实际上这个缓冲电路的存在为电源的整体可靠性又争得了一些裕量。 这个电路的基本原理是：当开关管断开的瞬间，会在原边绕组上激起一个反电动势，这个电动势的值前面讲过大概是输入电压的 2 倍。此时如果电路中存在上面的缓冲电路，这个反电动势会通过二极管加在电容上对电容充电，而后电容上的电能再慢慢地通过电阻释放掉。因为关系

37、到原边变压器的电感量，这些元件待变压器设计完成后再确定。 9、输出侧(整流管 滤波电容计算？) 输出按要求一共有 2 组，一组是 5V1A，一组是 12V6A，基本的输出回路都是一样的，即变压器次级绕组反向端经肖特基二极管整流后输出，整流端直接接个滤波的电容。这部分电路非常简单易于理解。但是要注意到，因为次级输出电流比较大，匝数比较少，这两组输出很难保持同时调整到合适的数值，所以一般只取其中一组输出的电压作为稳定值，另一组输出用其他方式再调整到合适的值。 10、电压反馈电路的设计 电压反馈电路是这个电源设计的一个关键环节，在 UC3844 的数据手册中给出的典型应用是通过馈电绕组芯片提供电压的

38、反馈的，但是还是希望能够直接从输出端给芯片提供反馈电压，这样电压的输出就能比较直接地跟踪输出电压了。采用 TL431 和 PC817 这种很典型的设计，具体的电路是这样的：由 R3 和 R7 组成电阻分压网络，使 TL431 的 1 脚电压与电源输出的电压相关。当由于负载消耗电能造成输出电压下降，使 TL431 的 1 脚上的电压低于 2.5V 时， TL431 开始起作用并在 3 脚吸入电流，这样光耦 PC817 的发光管就会亮起来，使得 PC817 的光敏管一端开始导通流过电流，并在 R9 上形成反馈电压送到误差放大器的输入端。而误差放大器的输出又管着芯片开关输出的关断（ RS 触发器的

39、R 端），这样直到： 输出电压达到 12V或开关管电流达到限制或芯片本身限定的占空比的极限。在此之前输出的开关波形都不会关断， MOS 管都会处于开通状态。至此完成电压反馈的过程，并实现当输出电压降低时加大开关波形占空比的目的。 下面是元器件参数的选择： R3 和 R7，一般都是 R7 用精密可调电位器。 R3 选 10K，这个很简单，不要太大也不要太小，而 R7 的值应该满足这个条件： VOUT= Vref *(1+R3/R7)用 Vout=12V， Vref=2.5V（ TL431 的参考电压）， R3=10K 代入计算R7=2.63K；为了便于调节，选择 5K 的精密可调电位器。 下面是

40、 R2 的值： TL431 正常工作时， 3 脚的电压总是 2.5V， PC817 的发光管的导通电压为 1.2V，为了让PC817 良好工作，应该在正常输出时让 PC817 的发光端有 3mA 的电流，这样就可以开始计算： R2 = VOUT- Vref- Vref/ If=12-2.5-1.2=2.77K选择2.7K的电阻值。TL431 有两种，一种必须有 1mA 的偏置电流，而另一种则只需要 1uA。如果是用 1mA 的类型，在输出电压比较低（例如 3V）时，可能通过 PC817 的电流无法满足 1mA 的偏置电流的要求，此时需要一个额外的电阻（PC817的1、3端）为 TL431 提供

41、基本的偏置电流。电阻的选择按 1mA 的电流去算。 在 PC817 的输出端，由芯片的参考电压输出提供电源。这里注意要采用射极电压输出的形式，以便保持反馈电压的相位的正确。 关键的是由误差放大器输出到反相输入端的反馈，在这里加一个电阻适当降低电路的增益，再用一个电容对信号进行相位补偿。这个部分对单端反激电源很重要，因为反激的结构使得电路很容易发生振荡，必须对反馈环路进行相位补偿以避免发生振荡。可行的方法是用网络分析仪进行开环、闭环的实际测量，例如安捷伦就出这种仪器。除了这种补偿形式，还有其他的两种补偿方式，可以在各种开关电源的书籍上找到，但是我这里用这种补偿就挺好的了。因为 TL431 有两种

42、，一种必须有 1mA 的偏置电流，而另一种则只需要 1uA。如果是用 1mA 的类型，在输出电压比较低（例如 3V）时，可能通过 PC817 的电流无法满足 1mA 的偏置电流的要求，此时需要一个额外的电阻R?为 TL431 提供基本的偏置电流，按 1mA 的电流去算就可以了。 11、软启动 最后，要给电源加上一个绝对必要的保护手段：软启动。将下图连接到芯片的 1 脚将使电源获得软启动的功能。芯片输出的开关波形受到芯片 1 脚上电压的限制，将这个电路连接到 1 脚后， 1 脚上的电压就被 C21 上的电压所箝位。 C21 是在芯片开始工作，有了参考电压输出以后再通过一个1M的电阻充电，这样直到

43、 C21 上的电压达到 4.1V 之前，都会对芯片的开关波形有影响。例如上面电路 C21 充电到 4.1V 用时大约是 80ms，也就是说电源的输出是在 80ms 内平稳上升的，这样可以避免在电源刚开始工作时，由于没有电压反馈，而造成芯片以大占空比工作而导致的输出过冲；此外如果负载短路使得芯片保护而 Vref 消失，此时 C21 通过电容D10 迅速放电，并在 Vref 恢复后再次开始软启动的过程。这样在负载短路时电路就会处于所谓的“打嗝”状态而受到保护。尽管负载短路会使得输出电压为零并使得芯片处于打嗝状态，但是如果正好使输出电流较大但又不至于使芯片保护，电源会一直工作在最大占空比的状态，最终烧毁变压器、次级整流二极管等，一旦这些部件烧毁，那芯片开关管烧毁，标准的保护方法是对输出电流进行采样，并把采样值放大后通过光耦反馈到芯片的 1 脚上去，一旦电流超过限定值就把 1 脚的电压拉倒到地上，从而关掉开关波形的输出。 变压器设计 变压器设计永远是开关电源设计的门槛，能独立设计变压器，才算进了开关电源设计的门啊。这里我不打算详细地介绍原理，只用直接的方式给出变压器设计工作的流程和相关的公式。 首先是