电力电子技术第二版张兴课后习题答案

1、一、简答题一、简答题 2.1 晶闸管串入如图所示的电路，试分析开关闭合和关断时电压表的读数。 SVR 题 2.1 图 在晶闸管有触发脉冲的情况下，S 开关闭合，电压表读数接近输入直流电压；当 S 开关断开时，由于电压表内阻很大，即使晶闸管有出发脉冲，但是流过晶闸管电流低于擎住电流，晶闸管关断，电压表读数近似为 0（管子漏电流形成的电阻与电压表内阻的分压值） 。 2.2 试说明电力电子器件和信息系统中的电子器件相比，有何不同。 电力电子系统中的电子器件具有较大的耗散功率；通常工作在开关状态；需要专门的驱动电路来控制；需要缓冲和保护电路。 2.3 试比较电流驱动型和电压驱动型器件实现器件通断的原理

2、。 电流驱动型器件通过从控制极注入和抽出电流来实现器件的通断；电压驱动型器件通过在控制极上施加正向控制电压实现器件导通，通过撤除控制电压或施加反向控制电压使器件关断。 2.4 普通二极管从零偏置转为正向偏置时，会出现电压过冲，请解释原因。 导致电压过冲的原因有两个：阻性机制和感性机制。阻性机制是指少数载流子注入的电导调制作用。电导调制使得有效电阻随正向电流的上升而下降，管压降随之降低，因此正向电压在到达峰值电压 U 后转为下降，最后稳定在 U。感性机制是指电流随时间上升在器件内部电感FFP 上产生压降，di/dt 越大，峰值电压 U 越高。 FP 2.5 试说明功率二极管为什么在正向电流较大时

3、导通压降仍然很低，且在稳态导通时其管压降随电流的大小变化很小。 -区的欧姆电阻，N 阻值较高且为常 PN 结的电流较小，二极管的电阻主要是低掺杂 若流过数，因而其管压降随正向电流的上升而增加；当流过 PN 结的电流较大时，注入并积累在低掺-区的少子空穴浓度将增大，为了维持半导体电中性条件，其多子浓度也相应大幅度增加，N 杂 导致其电阻率明显下降，即电导率大大增加，该现象称为电导调制效应。 2.6 比较肖特基二极管和普通二极管的反向恢复时间和通流能力。从减小反向过冲电压的角度出发，应选择恢复特性软的二极管还是恢复特性硬的二极管？ 肖特基二极管反向恢复时间比普通二极管短，通流能力比普通二极管小。从

4、减少反向过冲电压的角度出发，应选择恢复特性软的二极管。 2.7 描述晶闸管正常导通的条件。 承受正向电压且有门极触发电流。 2.8 维持晶闸管导通的条件是什么？怎样才能使晶闸管由导通变为关断？ 晶闸管流过的电流大于维持电流，通过外部电路使晶闸管流过的电流低于维持电流。 2.9 试分析可能出现的晶闸管的非正常导通方式有哪几种。 I=0 时阳极电压达到正向转折电压 U；阳极电压上升率 du/dt 过高；结温过高。 boG2.10 试解释为什么 Power MOSFET 的开关频率高于 IGBT、GTO。 Power MOSFET 为单极性器件，没有少数载流子存贮效应，反向恢复时间很短。 2.11

5、从最大容量、开关频率和驱动电路三方面比较 SCR、Power MOSFET 和 IGBT 的特性。 最大容量递增顺序为 Power MOSFET、IGBT、SCR;开关频率递增顺序为 SCR、IGBT、 Power MOSFET；SCR 为电流型驱动；而 Power MOSFET 和 IGBT 为电压型驱动。 2.12 解释电力电子装置产生过电压的原因。 电力电子装置可能的过电压原因分为外因和内因。外因过电压主要来自雷击和系统中的操作过程等外部原因，如由分闸、合闸等开关操作引起过电压。而内因过电压主要来自电力电子装置内部器件的开关过程。1）换相过电压：晶闸管或与全控型器件反并联的二极管在换相结

6、束后不能立刻恢复阻断，因而有较大的反向电流流过，当恢复了阻断能力时，该反向电流急剧减小，会因线路电感在器件两端感应出过电压；2）关断过电压：全控型器件关断时，正向电流迅速降低而由线路电感在器件两端感应出的过电压。 2.13 在电力电子装置中常用的过电流保护有哪些？ 快速熔断器、快速断路器和过电流继电器都是专用的过电流保护装置，还有通过驱动实施保护的电子电路过流保护。 2.14 试分析电力电子器件串并联使用时可能出现什么问题及解决方法。 采用多个功率管串联时，应考虑断态时的均压问题。应在功率管两端并联电阻均衡静态压降，并联 RC 电路均衡动态压降。 采用多个功率管并联时，应考虑功率管间的均流问题

7、。在进行并联使用时，应尽选择同一型号且同一生产批次的产品，使其静态和动态特性均比较接近。其中功率 MOSFET 沟道电阻具备正温度系数，易于并联。 2.15 电力电子器件为什么加装散热器？ 与信息系统中的电子器件主要承担信号传输任务不同，电力电子器件处理的功率较大，具有较高的导通电流和阻断电压。由于自身的导通电阻和阻断时的漏电流，电力电子器件要产生较大的耗散功率，往往是电路中主要的发热源。为便于散热，电力电子器件往往具有较大的体积，在使用时一般都要安装散热器，以限制因损耗造成的温升。 二、计算题 2.16 在题 2.16 图中，电源电压有效值为 20V，问晶闸管承受的正反向电压最高是多少？考

8、，其额定电压应如何选取？2 虑安全裕量为VT 10 AC 题 2.16 图 42220 正反向电压最高是，考虑安全裕量，额定电压选取 2.17 如图所示，U 为正弦交流电 u 的有效值，VD 为二极管，忽略 VD 的正向压降及反向电流的情况下，说明电路工作原理，画出通过R 的电流波形，并求出交流电压表 V 和直流电流1表 A 的读数。 VRR21VDA ui 题 2.17 图 当 u0 时，VD 正向导通，R 被短路，则流过 R 电流 i 和 R 上电流 i 分别为： 22211? ?)sin?t0,ti?(2U/R11 ?0,?0?ti2当 u0 时，VD 截止，R 和 R 构成串联电路，电

9、流为： 21 2U?t?(,2sint)?i=i 21R?R21R 上电流波形如图所示， 1 i12UR1 wt2p pU2RR?21 因为直流电流表测的是电流的平均值，所以电流表 A 的指示为 i 平均值 I， 2d2 12U2U2?Ittd()sin? 2dR?R(R2?R)2112设 i 的有效值为 I ，则：11 22?12U2U2?)sinttd(tt)?d(?Isin?1?2RR?R?0?211? 22 R2?R2(?R)11211?U?U222R2(R?R)2R(R?R)212111设电压表 V 指示有效值为U，则： R1 22R2R)?2(R211U?IR?U 1R112(R?

10、R)21 一、简答题一、简答题 DC-DC 变换器电路构建的基本思路与方法。3.1 试简述 4 种基本 电压变换器构建的基本思路： 1）Buck 型 DC-DC 与负 VT 电压变换器的基本原理电路，输入电压源 Ui 通过开关管 构建 Buck型 DC-DC 断开时，输出 VTu=U；开关管载 R 相串联。开关管 VT 导通时，输出电压等于输入电压，即iLo电压等于零，即 u=0。输出电压的平均值为 U=(Ut+0t)/T=Du,由于 D1，UU 该电路ioioioffono起到了降压变换的基本功能。电路结构和工作模型见下图。 u uVTiUouuRoiL Buck 型电压变换电路的输出电压呈

11、方波脉动，为抑制输出电压脉动需要在基本原理电路的输出端两侧并入滤波电容 C。电路结构见下图。 VTuuRoCiL 由于 UU，开关管 VT 导通时，电压源将对滤波电容 C 充电，充电电流很大，相当于io输入输出被短路，以至于开关管 VT 所受的电流应力大大增加而损坏。为了限制开关管 VT 导通时的电流应力，可将缓冲电感 L 串入开关管 VT 的支路中。电路结构见下图。 L VTCRuuLoi 开关管 VT 关断时缓冲电感 L 中电流的突变为 0，将感应出过电压，使开关管 VT 的电 电路结构见下图。缓冲电感释放能量提供续流回路。VD 为此需加入续流二极管压应力大大增加，L VTCRuuVDLo

12、i 2） boost 型 DC-DC 电压变换器构建的基本思路 构建 boost 型 DC-DC 电压变换器的基本原理电路，输入电流源 I 通过开关管 VT 与负i载 R 相并联。开关管 VT 关断时，输出电流等于输入电流，即 i=I；开关管 VT 导通时，输出电ioL流等于零，即i0。输出电流的平均值为 I=（0t+It）/T=(1-D)I,由于 1-D1，II。该电ioffoonoioi路起到了降流变换的基本功能。电路结构见下图。 i IiIoiVTRiioL boost 型电流变换电路的输出电流呈方波脉动，为抑制输出电流脉动，需要在基本原理电路的输出支路中串入滤波电感 L。电路结构见下图

13、。 L iVTRiiLo 由于 II，当的开关管 VT 断开时，电感 L 中电流发生突变，将感应出极高的电压，io以至于开关管VT 所受的电压应力大大增加而损坏。为了限制开关管 VT 关断时的电压应力，可将缓冲电容 C 并入开关管 VT 的两端。电路结构见下图。 L ICRVToLIi 开关管 VT 导通时缓冲电容两端电压由 U 突变为 0，将通过 VT 迅速放电，放电电流o很大，使开关管VT 的电流应力大大增加，为此需加入钳位二极管 VD，阻止缓冲电容放电。电路结构见下图。 VDL VTLIi 若令变换器电路中的开关管、二极管、电容、电感均为理想无损元件并考虑变换器输入、输出能量的不变性，得

14、 uiui，则 buck 型电流变换器在完成降流变换的同时也完成了升iooi压变换。boost 型电压变换和 buck 型电流变换存在功能上的对偶性。由 buck 型电流变换器电路可以导出 boost 型电压变换器。变换器电路中开关管的开关频率足够高时，buck 型电流变换器电路中的输入电流源支路可以用串联大电感的电压源支路取代。电路结构见下图。 VDiLLii ioVTCuuio 考虑到上述电路中缓冲电容 C 的稳压作用以及该电路的电压电压变换功能，输出滤波电感 L 是冗余元件，可以省略。缓冲电容的作用变换为输出滤波。电路结构见下图。 VDiLii ioVTCuRuiLo 3） boost-

15、buck 型 DC-DC 电压变换器构建的基本思路 将 boost 型、buck 型变换器电路相互串联并进行适当化简，即可构建 boost-buck 型变换器。 电压变换器构建的方法：DC-DC 型 boost-buck 输入级采用 boost 型电压变换器电路，并将其输出负载省略。输出级则采用 buck 型电压变换器电路，并将其输入电压源省略。串联 boost 型电压变换器电路的输出与 buck 型电压变换器电路的输入。 若假设两电路串联后的开关管 VT、VT 为同步斩波开关管，省略冗余元件。根据开关21管 VT、VT 导通时，所构成的两个独立的电流回路拓扑，合并 VT、VT 为 VT，得到

16、一个等122112效电路。 根据开关管 VT、VT 关断时，所构成的两个独立的电流回路拓扑，合并 VD、VD 合并为2121VD，得到另一个等效电路。使上述两个变换器等效电路的输入输出具有公共电位参考点得到12boost-buck 型 DC-DC 电压变换器。 LCL+211 uuiCVTVDo2 4） buck-boost 型 DC-DC 电压变换器构建的基本思路将 buck 型、boost 型变换器电路相互串联并进行适当化简，即可构建 buck-boost 型变换器。 buck-boost 型 DC-DC 电压变换器构建的方法： 输入级采用 buck 型电压变换器电路，并将其输出负载省略。

17、输出级则采用 boost 型电压变换器电路，并将其输入电压源省略。串联 buck 型电压变换器电路的输出与 boost 型电压变换器电路的输入。 若假设两电路串联后的开关管 VT、VT 为同步斩波开关管，省略冗余元件。 21将 VT、VT2 之间的 T型储能网络中的电容省略，并合并 L、L 为 L，合并后的 VT、112121VT 之间的储能电感 L 仍能使串联后的两级电压变换器电路正常工作。 122根据开关管 VT、VT 导通时，所构成的两个独立的电流回路拓扑，合并 VT、VT 为 VT，122121得到一个等效电路。 根据开关管 VT、VT 关断时，所构成的两个独立的电流回路拓扑，合并 V

18、D、VD 合并为2112VD，得到另一个等效电路。 12使上述两个变换器等效电路的输入输出具有公共电位参考点得到 buck-boost 型 DC-DC电压 变换器。 VD VT1uCRLuoi 3.2 试比较脉冲宽度调制 PWM 和脉冲频率调制 PFM。 脉冲宽度调制（PWM）：指开关管调制信号的周期固定不变，而开关管导通信号的宽度可调；脉冲频率调制（PFM）：指开关管导通信号的宽度固定不变，而开关管调制信号的频率可调。 相同点：脉冲宽度调制（PWM）和脉冲频率调制（PFM）都可以调节占空比 D(D=t/T)，on从而改变电力电子变换器输出电压 U 的大小。不同点：脉冲频率调制（PFM）开关管

19、调制信o号的频率是变化的，该控制方式下的变换器输出纹波大，输出谐波频谱宽，滤波实现较脉冲宽度调制（PWM）困难。 3.3 电流断续对 DC-DC 变换器电路的分析有何影响？ DC-DC 变换器出现缓冲元件中电流断续时，一个周期内有三种不同的换流状态，需分时间段分析： 在开关管 VT 关断期间，续流二极管的续流过程结束（缓冲元件中电流降为 0）后，其两端电压不为零。从而使各变换器电流断续工作模式对应的稳态电压增益 G 相对于电流连续模v式对应的稳态电压增益 G 有所抬高。并且电流断续工作模式对应的稳态电压增益 G，不仅与占vv空比 D 有关还与负载电阻 R、缓冲电感 L、开关频率 f 有关，已与

20、占空比 D 不成线性关系。由sL变换器输入输出功率平衡关系推出的稳态电流增益 G=1/G，也不仅与占空比 D 有关还与负载电vi阻 R、缓冲电感 L、开关频率 f 有关，与占空比 D 不成线性关系。 sL 开关管 VT 关断期间承受的反压应分为：二极管续流中和二极管续流结束两个时间段来分析，对应的两个反压值不同。 二极管不仅在开关管 VT 导通时承受反压，在续流结束后亦要承受一定的反压，且两个反压值不同。 3.4 试分析理想的 Buck 变换器在电感电流连续和断续情况下，稳态电压增益与什么因素有关。 理想 buck 变换器在电感电流连续的情况下稳态电压增益为 G。 V(U?U)?t?U?(T?

21、t) 。利用伏秒平衡特性有：L 对电感onsoonoiUtono?DG,仅与占空比 D 有关 V UTsi理想 buck 变换器在电感电流断续的情况下稳态电压增益为G。 VD=t/T，则在 i 令 Buck 变换器中的二极管续流时间为 t 二极管续流占空比0 的时soff1Loff11(U?U)?t?U?t。利用伏秒平衡特性有：间段对电感 Loffooion UtDono?1?G? V Ut?tD?D1onioff1与导通占空比 D 已不是线性关系。 开关管 VT 导通时间段（t 时间段）的电流增量 i 与二极管 VD 续流时间段（t 时间段）off1onL的电流增量 i-相等且等于电感电流最

22、大值 I。 LmaxLU?UU?2oioIi?DTDT?i? Lmax s1s-+LLLL稳态条件下，由于电容 C 中的平均电流为零，因此，电感电流断续时的电感平均电流 I 等L于负载平均电流 I，即 II。 ooL111?I)D?tI?DI?(tLmaxLmaxoffon1? L22T?s3 1U?UUoio?I?(D?D)DT?so1 2LR由上述三式可得 2?G v 4Io1?1?2DU/2Lfso电感电流断续的情况下 G 不仅与占空比 D 有关，还与电感 L、负载电流 I、开关频率 fs、ov以及输出电流 U 有关。 o3.5 Boost 变换器为什么不宜在占空比 D 接近 1 的情况

23、下工作？ 因为在 Boost 变换器中，开关管导通时，电源与负载脱离，其能量全部储存在电感中，当开关管关断时，能量才从电感中释放到负载。如果占空比 D 接近于 1，那么开关接近于全导通状态，几乎没有关断时间，那么电感在开关管导通期间储存的能量没有时间释放，将造成电感饱和，直 D 接近 1 的情况下工作。同时，从变换器不宜在占空比至烧毁。因此 BoostBoost 变换器在电感M?V/V?1/(1?D)也可以看出，当占空比 D电流连续工况时的变压比表达式接近 1 时，SOM接近于无穷大，这显然与实际不符，将造成电路无法正常工作。 变压比 解释降压斩波电路和升压斩波电路的电容、电感、二极管各起什么

24、作用？3.6 降压型斩波电路中，电感 L 和电容 C 的主要作用是滤波，同时电感 L 的储能将保持负载电流的连续，电容 C 可稳定输出电压 U。二极管为主开关管关断时的负载电流续流二极管。 o 升压型斩波电路中，电感L 为开关管开通时的储能元件，电容 C 为开关管关断时的储能元件。二极管为两种模式转换过程中的隔离开关元件，开关管开通时二极管关断，开关管关断时二极管开通。 3.7 简述伏秒平衡和安秒平衡原则，并分别用两种方法分析 Cuk 变换器的输出/输入关系。 （1） 电感电压的伏秒平衡特性 稳态条件下，理想开关变换器中的电感电压必然周期性重复，由于每个开关周期中电感的储能为零，并且电感电流保

25、持恒定，因此，每个开关周期中电感电压 u 的积分恒为零，即： LTtTsons?0?dudt?tudut? LLLt00on 电容电流的安秒平衡特性稳态条件下，理想开关变换器中的电容电流必然周期性重复，而每个开关周期中电的储能 的积分恒为零，即为零，并且电容电压保持恒定，因此，每个开关周期中电容电流iCTtTsons?0dtidt?idti CCCt00onCuk 变换器电感电流连续时： ） （2 对电感 L,L 分别利用伏秒平衡特性进行分析有 21?tUU?Ut?offoniic1 ?)?t?U(U?UTtonooonc1stUDono?G?得到稳态电压增益 vDUT?t1?onis 对电容

26、C 利用安秒平衡特性进行分析有 It?I(T?t) onionso根据理想变换器输入输出功率平衡原理 得到稳态电压增益 tID1oni?G vGIT?t1?Doniso当 1/2D1 时，即 cuk 变换器的稳态电压增益 G1，则 Cuk 变换器具有升压特性；V而当 0D1/2 时，即 cuk 变换器的稳态电压增益 G1，则 Cuk 变换器具有降压特性。V因此，Cuk 变换器是升、降压变换器，并且其输入、输出电压具有相反的极性 变换器电感电流断续时 Cuk ）3（ 对电感 L、L 分别利用伏秒平衡特性进行分析有 21?tUU?Ut?off1ionc1i t?U(U?U)toff1c1oono其

27、中 Cuk变换器中的二极管续流时间为 t off1UDo?G? 得到稳态电压增益 vUD1i 对电容 C 利用安秒平衡特性进行分析有 It?It 1onoioff根据理想变换器输入输出功率平衡原理得到稳态电压增益 tID1oni?G vGItD1oioff13.8 试分析在直流斩波电路中储能元件（电容、电感）的作用。试以 Cuk 电路为例分析。 直流斩波电路中的储能元件（电容、电感）有滤波与能量缓冲，能量传递三种基本功能。一般而言，滤波元件常设置在变换器电路的输入或输出，而能量缓冲元件常设置在变换器电路的中间。以 Cuk 电路为例 VDL1L 12VT2+CuCVTVD2o112 L、L 为能

28、量缓冲元件；C 为传递能量的耦合元件；C 为输出滤波元件。 21123.9 试解释 Cuk 变换器中间电容电压 U 等于电源电压 U 与负载电压 U 之和，即oc1iU=U+U？ oc1i由于 Cuk 变换器中有两个缓冲电感元件 L、L， ，因此，对电感 L、L 分别利用伏秒平衡2121特性进行分析，不难得出 ?tUUUt? （3-37） offion1ic(U?U)t?U(T?T) （3-38） onc1ooons令 PWM 占空比 D= t/ T，则由式（3-37） 、 （3-38）可求出 Cuk 变换器的电感电流连续时son的稳态电压增益 G 为 VUtDono?G ）3-39（ VDU

29、?t1offi联立式（3-37） 、式（3-39） ，不难得出 U=U+U ioc13.10 试分析 Buck-Boost 变换器和 Boost-Buck 变换器各有何特点。 （1） Buck-Boost 型电压变换器和 Boost-Buck 型电压变换器两者的输入输出电压极性均 为反向极性； 型电压变换器电路结构简单，储能元件较少，为一个电感，一个电容； （2）Buck-BoostBoost-Buck 型电压变换器电路结构较复杂，储能元件较多，为两个电感，两个电容； （3） Buck-Boost 型电压变换器的输入和二极管输出电流均为断续的脉动电流； Boost-Buck 型电压变换器的输入

30、输出均有电感，因此变换器的输入输出电流一般（4）情况下均为连续电流（轻载时电流可能断续） ，滤波易实现。 3.11 试以二象限 DC-DC 变换器为例具体分析电路中二极管的作用。 VTVD11RLuoAiUoiEMVTVD22 变换器 DCDC图 3-10 电流可逆型二象限二象限 DC-DC 变换器电路中二极管的作用为通过续流缓冲负载无功，避免负载电感中电流突变，感应出过电压。同时二极管 VD、VD 还实现了开关管的零电压开通，减少了开通损21耗，具体工作过程如下： VT、VT 采用互补调制驱动； 21VT 导通前，VD 导通续流,输出电流 i 反向减小； o11i=0，VT 零电压开通，直流

31、侧电源通过 VT 向负载供电，输出电压 uu，输出电流 ioioo11正向增大，负载电感储能增加； VT 关断，由于负载电感电流不能突变，VD 导通续流，输出电压 u0。采用互补调制驱o12动模式使 VT有驱动信号，但因 VD 导通对 VT 形成了反压钳位,VT 不能导通，因此输出电流2222i 正向减小，负载电感储能储能减少； oi=0，VD 关断，VT 零电压开通，负载电动势通过 VT 向负载电阻和电感供电，输出电22o2压 u0，输出电流 i 反向增加，负载电感储能增加； ooVT 关断，由于电感电流不能突变，VD 导通续流，输出电压 uu。采用互补调制驱动模io12式使 VT 有驱动信

32、号，但因 VD 导通对 VT 形成了反压钳位,VT 不能导通，输出电流 i 反向减o1111 小，负载电感储能储能减少。 3.12 两象限和四象限 DC-DC 变换器有何区别？驱动直流电动机正反转运行应采用何种 DC-DC 变换器？ 二象限 DC-DC 变换器输出电压极性不变，输出电流极性可变；四象限 DC-DC 变换器输出电压，输出电流极性均可变；两种变换器能实现能量的双向传输。 驱动直流电动机正反转运行需改变电枢电压极性，应采用输出电压可逆的四象限 DC-DC 变换器。 3.13 试说明隔离型 DC-DC 变换器出现的意义是什么。 形成低压供电负载与电网电压之间的电气隔离 通过变压器变压，

33、缩小变换器输出电压等级与输入电压等级之间的差异，扩大调节控制范围 通过设置不同匝数的副边耦合绕组形成多路输出，提供不同数值，不同极性的输出电压 3.14 单端正激式变换器和单端反激式变换器有何区别？ 变换器变压器原边副边工作时间： 单端正激式变换器：变压器原边副边同时在开关管 VT 导通时工作。 单端反激式变换器：变压器原边在开关管 VT 导通时工作，变压器副边在开关管 VT 关断时工作，两者不同步。 变压器原边加有单方向的脉冲电压，由于磁芯的磁滞效应，当 VT 关断时，线圈电压或电流回到零，而磁芯中磁通并不回到零，形成剩磁通。剩磁通的累加可能导致磁芯饱和，因此需要进行磁复位。磁复位的方式：单

34、端正激式变换器：变压器储存的磁能通过去磁绕组 N 和箝3位二极管 VD 构成的复位电路馈送到输入电源侧。单端反激式变换器：变压器储存的磁能通过2副边绕组传输给输出负载。 输出电压的决定因素： 1?D?U?U输出电压仅决定于变换器输入电压、变压器的匝比和单端正激式变换器： ionn功率管的占空比，与负载电阻无关。具有降压功能。单端反激式变换器：变压器磁通连续状D1U?U态和磁通临界连续状态下变压器的匝比,输出电压仅决定于变换器输入电压、 ioD?n1和功率管的占空比，与负载电阻无关，具有升降压功能。变压器磁通连续状态和磁通临界连续 RLtU?U，输出电压 U 与负载电阻 R 有关，R 状态下愈大

35、则输出电压愈高，反之LoLonoi2LT1负载电阻愈小，则输出电压愈低，因此在进行开环实验时，不应让负载开路，必须接入一定的负载，或者在电路中接入“死负载” 。此外输出电压 U 随输入电压 U 的增大而增大；也随导通io时间 t 的增大而增大；还随 N 绕组的电感量 L 的减小而增大。 1on13.15 说明题 3.15 图隔离型 Buck 电路中由绕组 N 和二极管 VD 构成的支路有何作用。 23uG0VDtuuLN1i u+i0tN-u+NiNuNu2VDo2DSo1N(1+u)1uNii3T0tVDV20uo0ttttt2001 题 3.15 图 隔离型 Buck 变换器在开关管 VT

36、 截止期间，副边传递能量的整流二极管 VD 也截止，储存于变压器磁芯中的剩磁能量无释放途径，从而会造成剩磁通积累，导致的磁芯饱和。电路中设置由绕组 N 和二极管 VD构成的支路为磁芯复位支路。在开关管 VT 截止期间，N 两端感应出上332正下负的电压 U，当 U 大小超过U 时，VD 导通，将变压器储存的剩磁能量送回输入电源侧，2N3N3i同时将 U 钳位在 U 上。N 和 N 将承受下正上负的电压，若有 NN，则 U=U，U=U/n，i21i3N3N1iN21开关管 VT 承受反压为 U=U+U=2U。钳位二极管 VD保证变压器原副边绕组，去磁绕组 N32DSiN1i两端均不产生过电压。并

37、且将开关管 VT，副边整流二极管 VD承受的反压峰值限制在一定范围内，避免了器件损坏。 3.16 试推导负载电流连续时隔离型 Buck-Boost 变换器的输出直流电压平均值。 在负载电流连续的情况下 VT 导通期间磁通增量为 UU?ii?D?t=?T s+onNN11 VT 关断期间磁通增量为UU?ii?(1?D)=?(Tt)?T? sons-NN22在稳态条件下，变压器一个周期内应无剩磁积累即 ?=? -+UUii?(1?D)?T?D?T= ssNN21得输出电压表达式 1D?UU? ion1?D3.17 试分析负载开路时，隔离型 Buck-Boost 变换器会出现何种现象。 若隔离型 B

38、uck-Boost 变换器工作在磁通连续或临界连续的模式下输出电压为1DU?U与负载无关，则无影响; ion1?D RLt?UU由此变换器工作在磁通断续的模式下，输出电压为若隔离型 Buck-Boostonoi2LT1可见，输出电压 U 与负载电阻 R 有关，R 愈大则输出电压愈高，反之负载电阻愈小，则输出LLo电压愈低，这是反激变换器的一个特点。在进行开环实验时，不应让负载开路，必须接入一定的负载，或者在电路中接入“死负载” 。此外输出电压 U 随输入电压 U 的增大而增大；也随导通io时间的增大而增大；还随 N 绕组的电感量 L 的减小而增大。 11VT 截止时，VD 导通，副边绕组 N

39、上的电压幅值近似为输出电压 U(忽略 VD 的正向压降o2N1UU?，因此 N 上感应的电势 U 应为 VT 截止期间漏源极，这样，绕组及引线压降) N11oN1N2N1UU?U?U?U。由于 U 与输出电压间承受的电压为 U 有关，U 还随负载电ooDS oN1iDSiN2阻的增大而升高。因此，负载开路时，容易造成管子损坏。 3.18 试说明变压器隔离的推挽式变换器和变压器隔离的全桥变换器的特点是什么。 o的 180 变压器隔离的推挽式变换器是由开关管的控制信号占空比相同，在相位上相差两个正激变换器的输出并联得到，相比双正激变换器，推挽式变换器中将续流二极管去掉，滤波电感经过变压器副边绕组和

40、整流二极管续流，且两个变压器共用一个磁芯，每个正激变换器从另一个正激变换器的原边绕组和IGBT 得本体二极管进行磁复位，从而也将原来的磁复位电路去掉，这使得推挽变换器电路简单，且拥有较高的磁芯利用率 变压器隔离的全桥变换器，使用两个开关管串联起来作一个开关管用，降低了开关管电压应力；且全桥变换器中的四个开关管工作在交错的半周，对角线相对的管子 VT 和 VT 或42VT 和 VT 同时导通，变压器原边磁通在一个半周沿磁滞回线上移，在另一个半周沿着磁滞回线32反极性下移，从而提高了变压器的利用率。 开关管两端的电并分析其变压器原边、试画出变压器隔离的全桥变换器的电路拓扑，3.19 压波形和流过变

41、压器原边的电流波形。 （1） 变压器隔离的全桥变换器的电路拓扑如图所示 VTVDVDVT3311VDL5 T VC6oVDVTVTVD4224 隔离型全桥变换器变压器原方、开关管两端的电压波形和流过变压器原边的电流 2） （ 波形uG1,tuG2,30tuuice1u/2i0tuT0tiT10tttttttt 6041325tt 阶段：能量传输阶段；t 时刻，给 VT、VT 加驱动信号，VT、VT 饱和导通。VT、240011l4VT 两端电压 u、u 均为 0。VT、VT 均承受反压 U 即 u、u 均为 U。由于 VT、VT 导4ce23ce41iice342ce1通，变压器原边绕组 N

42、两端电压 u 极性为上正下负，大小等于输入电压 U。其中流过电流i，piTPi 由负载电流折算值和磁化电流所组成并且在正方向上随时间以额定速率逐渐增大。同时，副边p的整流二极管 VD 导通，VD 关断，电流上升速率由滤波电感 L 确定。 65tt 阶段：续流阶段；VTVT均关断，VT、VT 串联承受反压 U，VT、VT 串联承受3421i1214反压 U,则 VTVT 两端电压均为 U/2。变压器原边绕组 NP 流过电流 i=0.电感 L 中的电流通过p1ii4变压器副边绕组和二极管 VD、VD 续流，两个二极管VD、VD 几乎同等的导通，也有相同的6565正向压降，因而变压器副边绕组 Ns

43、两端电压为 0，折算到变压器原边绕组 N 两端电压 u 也为 0。TPt 时刻，给 VT、VT 加驱动信号，VT、VT 饱和导通，电路进入下半周期 33222tt 阶段：能量传输阶段；t 时刻，给 VT、VT 加驱动信号，VT、VT 饱和导通。VT、22332232VT两端电压 u、u 均为 0。VT、VT 均承受反压 U 即 u、u 均为 U。由于 VT、VT 导32ce3ce1i1ce443ce2i通，变压器原边绕组 N 两端电压 u 极性为上负下正，大小等于输入电压 U。其中流过电流 i，pTiPi 由负载电流折算值和磁化电流所组成并且在反方向上随时间以额定速率逐渐增大。同时，副边p的整

44、流二极管 VD 导通，VD 确定。L 关断，电流上升速率由滤波电感56,U，VT、VT 串联承受反压 U、tt 续流阶段；VTVT 均关断，VTVT 串联承受反压ii14423143中的电流通过变压器流过电流 i 电感 L=0。则 VTVT 两端电压均为 U/2。变压器原边绕组 NPp41i几乎同等的导通，也有相同的正向压、VDVD 续流，两个二极管 VD 副边绕组和二极管 VD、6655 。u 也为 0 降，因而变压器副边绕组 Ns 两端电压为 0，折算到变压器原边绕组 N 两端电压TP可以采取 3.20 试以半桥变换器为例，说明开关管动态特性参数对电路工作有何不利影响， 何种措施消除或减小

45、这些影响。+VDVTC111VDL5TAu+iVDBCR6L+CVTVD222 半桥变换器的电路拓扑 3-28 图开关管动态特性参数对电路工作有何不利影响：由于两个电容连接点 B 的电位随 VT、VT21导通情况而浮动的，所以能自动地平衡每个晶体管开关的伏秒值。若这两个晶体管开关具有不同的开关动态特性参数，即在相同宽度的基极驱动脉冲作用下开关管 VT 较慢关断，而开关管 VT21则较快关断时，则在 VT 连接点处产生了不平衡的伏秒值。如果让这种不平衡的波形驱动变压1器，将会发生偏磁现象，致使铁芯饱和并产生过大的开关管集电极电流，从而降低了变换器的效率，使开关管失控，甚至烧毁。 改善偏磁现象的措

46、施：在变压器原边线圈中加入一个串联耦合电容 C，则与不平衡的伏秒3值成正比的直流偏压将被此电容通过隔直作用滤掉，这样在开关管导通期间，就可以平衡电压的伏秒值。 减少开关管动态特性参数对电路工作的不利影响：在晶体管基极电路上加入嵌位二极管，使其工作在临界饱和状态下，较少了存储时间，使晶体管的关断时间尽量趋于一致。 3.21 Buck 电路是如何实现电压变换、电流变换的；Buck 电路和 Boost 电路又有怎样的联系？ 图 3.1 为基本的 DC-DC 电压变换原理电路及输入、输出波形。基本的 DC-DC 电压变换原理电路图见图3.1（a） ，从图中可以看出：输入电压源 ui 通过开关管 VT

47、与负载 RL 相关联，当开关管 VT 导通时，输出电压等于输入电压，即 u=u；而当开关管 VT 关断时，输出电压等于零，io即 u=0。基本电压变化的输出波形如图 3.1（c）所示，显然，若令输出电压的平均值为 U，则ooUu 电压变换器）的 Buck 变换器（DC-DC）所示的电压变换器实现了降压型 a（3.1。可见图 io 基本变换功能。通过开关电流变换原理电路，从图中可以看出：输入电流源 I）为基本的图 3-1（bDC-DCiVT;而当开关管 R 相并联，当开关管 VT 关断时，输出电流等于输入电流，即 i=i 管 VT 与负载iLo）所示，显然，若令输（d0，即 i=0。基本的电流变

48、化的输出波形如图 3.1 导通时，输出电流为oBuck 变换器（。图 3.1（b）所示的变换电路实现了降流型 DC-DC 出电流的平均值为 I，则 Ii ioo 电流变换器）的基本变换功能。VTRuuiRVTiLoiiLo 电流变换原理电路(b) (a)电压变换原理电路 iuUiIiIoUo 电流变换波形 (d) (c) 电压变换波形 图 3-1 DC-DC 电压、电流变换原理电路及输入、输出波形 若考虑变换器的输入、输出能量的不变性（忽略电路及元器件的损耗） ，则 Buck 型电压变换器在完成降压变换的同时也完成了升流变换，同理 Boost 型电流变换器在完成降流变换的同时也完成了升压变换。

49、可见，Boost 型电压变换和 Buck 型电流变换以及 Boost 型电流变换和 Buck 型电压变换存在功能上的对偶性。 3.22 如何在 Buck 和 Boost 电路的基础上构建升降压斩波电路？并比较 Buck-Boost 电路和 Boost-Buck电路之间存在怎样的异同点。 将 Boost 型、Buck 型变换器电路相互串联并进行适当化简，即可构建 Boost-Buck 型变换器。Boost-Buck型 DC-DC 电压变换器构建的方法： 输入级采用 Boost 型电压变换器，并将其输出负载省略。 输出级则采用 Buck 型电压变换器电路，并将其输出电压源省略。 串联 Boost

50、型电压变换器电路的输出与 Buck 型电压变换器电路的输入。 若假设两电路串联后的开关管 VT、VT 为同步斩波开关管，省略冗余元件。 21根据开关管 VT、VT 导通时，所构成的两个独立的电流回路拓扑，合并 VT、VT 为 VT,122121得到一个等效电流。 根据开关管 VT、VT 关断时，所构成的两个独立的电流回路拓扑，合并 VD、VD 合并为2121VD，得到另一个等效电路。 12使上述两个变换器等效电路的输入输出具有公共电位参考点得到 boost-buck 型 DC-DC 电压变换器。 两类变换器的输入输出电压极性均为反向极性，相对于 Boost-Buck 型电压变换器，Buck-B

51、oost 型电压变换器电路结构简单，并且其中的储能元件也比较小。但是 Buck-Boost 型电压变换器中由于输入输出电流均有电感，因此变换器的输入输出电流一般情况下均为连续电流（轻载时电流可能断续） 。 3.23 简述如图所示的升压斩波电路的工作原理。 iiLo iiVDTcuCuRiVTo_ 题 3.23 图 假设电路中的电感值 L 值很大，电容 C 值也很大。当 VT 处于通态时，电源向电感 L 充电，充电电流基本恒定为 I,同时电容 C 上的电压向负载 R 供电，因 C 值很大，基本保持输出电压为1恒值 U。设 VT 处于通态的时间为 t,此阶段电感 L 上积蓄的能量为 EIt。当 V

52、T 处于断态时 Eonoon1和 L 共同向电容 C 充电并向负载 R 提供能量。设 VT 处于断态的时间为 t,则在此期间电感 L 释off放的能量为（U-E）It。当电路工作于稳态时，一个周期 T 中电感 L 积蓄的能量与释放的能量offo1相等，即： EIt?(U?E)It off1oon1化简得： t?tToffonE?EU? ottoffoff/t?T1，输出电压高于电源电压，故称该电路为升压斩波电路。 式中的 off3.24 什么是直流斩波电路的电流连续状态和电流断续状态？ 基本直流斩波电路包含降压（Buck）斩波电路、升压（Boost）斩波电路，升降压（Buck-Boost）斩波

53、电路和丘克（Cuk）斩波电路。对于 Buck、Boost 和 Buck-Boost 斩波电路，电流连续状态对应电感电流恒大于零，介于 I 与 I 之间变化；电流断续状态是指在开关器件关断的 t 期间内，off21电感电流 i 斩波电路，电流连续状态是指在开关器件关 Cuk 已降为零，且保持一段时间。对于L断的 t 期间内，流过二极管 VD（不是电感）的电流总是大于零；电流断续状态是指开关器件off关断的 t期间内，流过 VD 电流降为零，且保持一段时间。 off3.25 试分别简述升降压斩波电路和 Cuk 斩波电路的基本原理，并比较其异同点。 升降压斩波电路的基本原理：当可控开关 VT 处于通

54、态时，电源 E 经 VT 向电感 L 供电使其贮存能量。此后，使 VT 关断，电感 L 中贮存的能量向负载释放。负载电压极性为上负下正，与电源电压极性相反。 稳态时，一个周期 T 内电感 L 两端电压 u 对时间的积分为零，即 LT?dt?0uL0 当 VT 处于通态期间，u = E；而当 VT 处于断态期间，u = - u。于是： oLLEt?Utoffono 所以输出电压为：?ttononE?EU?E? o?t1tT?onoff 改变导通比 ，输出电压既可以比电源电压高，也可以比电源电压低。当 01/2 时为降压，当1/290%，电池输出电压 220/230/240Vac，频率 50/60

55、Hz +/- 0.1Hz240Vdc 的逆变电路结构，并选取合适的功率器件。 UPS简单的系统框图 市电整流器逆变器负载 蓄电池 逆变电路结构三相桥式逆变电路 VTVTVT531VDVDVD513aubVVVVVV IGBT 的大小选择主要考虑耐压、耐流。根据逆变器的额定容量和输出电压，额定电流计算如下：10kVS ?I15A eU33?380V额定电压选择：IGBT 所承受最大的电压降为240V 考虑一定的电流，电压裕量（3 倍以上） ，选取的 IGBT 额定电流为 45A，额定电压为 720V。 一、简答题一、简答题 5.1 试画出如图所示电路中负载上的电压和电流波形。 VDR uesim

56、 5.1 图题ui dEm-U)/(ERUm 2 0t20t i udd t0t22 5.2 滤波电路的作用是什么？常用的滤波电路有哪几种？各有何特点？ 交流电经过二极管整流后方向单一，但是大小还是处在不断地变化之中。这种脉动直流一般不能直接给装置供电。要把脉动直流变成波形平滑的直流，还需要再做一番“填平取齐”的工作，这便是滤波。滤波的任务，就是把整流器输出电压或电流中的波动成分尽可能地减小，改造成接近恒定值的直流电。常用的滤波电路有电容滤波电路、电感滤波电路和复式滤波电路。 电容滤波电路利用了电容两端电压不能突变的特点，可实现电压平滑。而电感滤波电路则是利用电感两端的电流不能突变的特点，把电

57、感器与负载串联起来，以达到使输出电流平滑的目的。把电容连接在负载并联支路，把电感或电阻连接在串联支路，可以组成复式滤波器，达到更佳的滤波效果。由电感与电容组成的 LC 滤波器，其滤波效能很高，适用于负载电流较大、要求纹波很小的场合。将电感换成电阻，即成为电阻与电容组成的 RC 滤波器。 这种复式滤波器结构简单，兼有降压、限流作用，滤波效能也较高。 5.3 在单相桥式全控整流电路中，若有一晶闸管因为过流而烧成短路，结果会怎样？如果这只晶闸管发生断路故障，结果又会怎样？ 如果有一只晶闸管因为过流而烧成断路，则该单相桥式全控整流电路将作为单相半波可控严重情则会引起其他晶闸管因对电源短路而烧毁，如果这

58、只晶闸管被烧成短路，整流电路工作；况下甚至可能使整流变压器因过流而损坏。因此，在设计电路时，在变压器二次侧与晶闸管之间应串联快速熔断丝，起到过流保护的作用。 5.4 晶闸管三相半波整流电路的共阴极接法与共阳极接法，a、b 两相的自然换相点是同一点吗？若不是，它们在相位上差多少度？ 不是；相差 180 度 5.5 在如图所示的三相半波可控整流电路中，如果 a 相的触发脉冲消失，试绘出 =45，带纯电阻性负载时的整流电压波形和晶闸管 VT 两端电压波形。 2Ta VTbVTcVTdRi d 5.5 图题u?=4?d?t0uVT2?tt?tt?ttt0?76t53142uuuuuubbcbcbbb

59、5.6 试推导带大电感性负载的三相半波共阴极相控整流电路的电源电流平均值的表达式。 根据电力电子技术书中图 5-15，可推得输出整流电压平均值为 51?+ ? ?cos1.17Ut)2Usin(t)d(?6 22 2?+ 6 311?cosUII?=1.17 1/3 周期，故每只晶闸管导通2da(AV) 33R5.7 分别写出晶闸管单相桥式、三相半波、三相全桥整流电路，负载分别为电阻负载和阻感负载（电感极大）时，触发角的移相范围为多少？ 电阻负载 阻感负载（电感极大） 晶闸管单相桥式整流电路 0-180 0-90 0-90 晶闸管三相半波整流电路 0-150 0-90 晶闸管三相全桥整流电路0

60、-120 5.8 三相桥式相控整流电路对触发脉冲有什么要求？的脉冲、VT、；共阴极组的顺序，相位依次差-VT-VT-VT-VT-VTVT 按 60VTVT516213453与、VTVT、VT，共阳极组依次差 120120 也依次差；同一相的上下两个桥臂，即 VT1264VT，VT 与 VT，VT 与 VT，脉冲相差 180。 245635.9 三相桥式晶闸管全控整流电路，电阻负载，若VT 不能导通，画出此时整流电压 u 波d1形。 abacbcbacacbabac u?0 5.10 如图所示的单相桥式半控整流电路中负载两端反并联的二极管有什么作用？d VTVTiT132a LVDuuRd2Rb