电力电子系统设计与实验总结报告

1、 电力电子系统设计与实验 实 践 报 告 专 业：电力电子与电力传动 学 号： S10080804029 报 告 人： 龚 钢 小组成员： 龚钢 杨夏祎 日 期： 2011 年 7 月 12 日 目录 1、产品设计目标： . 1 1.1 产品性能指标汇总 . 1 1.2 产品设计依据 . 1 2、产品主电路工作原理概述 . 2 2.1 开关电源主电路 . 2 2.2 前级 PFC 工作原理 . 2 2.3 PFC 控制芯片 L6561 介绍 . 4 2.4 后级反激电路工作原理 . 5 2.5 Flyback 控制芯片 LTA705S 介绍 . 5 3、电路参数设计 . 6 3.1 前级 PF

2、C 电路参数设计 . 6 3.1.1 Boost 变换器工作原理及电感电容的计算 . 6 3.1.2 Boost 电感设计 . 8 3.2 后级 Flyback 电路的设计 . 9 4、仿真及实验结果分析 . 11 5、问题或现象分析 . 13 6、心得体会 . 14 附录 . 16 1 电力电子系统设计与实验报告 1、产品设计目标：、产品设计目标： 1.1 产品性能指标汇总 产品参数设计指标： 4763Hz；90264V AC、3.15A、输入电压： 4.2A；输出电压：19.2V DC、 70W90W；输出功率： 0.95 以上；功率因数： 1.2 产品设计依据从产品参数设计指标分析，其输

3、入为交流电，输出为直流电，故首先需要设计整流电路，本产品设计的是二极管不控整流。整流输出为脉动较大的直流电（即交流电的半，因此需要加入功 0.95 个周期） 。此外本产品对电能利用率有要求，功率因数要求高于。 ）变换器可用作功率因数校正（PFCPFC）环节。从所学知识了解到，Boost 率因数校正（变换器有三种工作模式，分别为电感电流连续 BoostPFC 拓扑电路。这也是一种常用的模式、电感电流临界连续模式和电感电流断续工作模式。其中，电感电流临界连续模式下，可以通过有效控制，使输入交流电流和交流电压同相位从而有效提高功率因数。综 工作在电感电流临界连续模式。合各种因素考虑本产品设计选择 B

4、oost2642。为满足这一宽范围本产品设计要求输入电压范围较宽。最大输入电压峰值输入要求，同时考虑经济合理性，本产品设计 Boost 电路工作正常的输出电压为 400V 直流电。为了对 Boost 电路有效控制，实现 PFC，本产品设计选用性价比较高的芯片 L6561。 通过 Boost 电路实现功率因数校正后，输出电压较高。而产品要求输出电压为19.2V。为此，电路还需要一个 DC/DC 降压拓扑电路。可以实现降压的拓扑电路有很多。非隔离式变换电路：Buck 变换器、Buck-Boost 变换器、Cuck 变换器；隔离式变换器：单端正激式隔离变换器，单端反激式隔离变换器。由于反激变换器能实

5、现输入输出电气隔离，电压升降范围宽，运行可靠性能高等优点，因此本产品选择反激变换器实现 DC/DC 降压。 常用的高集成反激控制芯片有 SG6742、FAN6754、LTA705S 等。结合实验实际条件，本产品设计选用 LTA705S 芯片作为反激电路开关管的驱动芯片。 综上所述，产品设计总体电路拓扑结构确定为：二极管整流电路，Boost 变换器实现 PFC 电路、单端反激式隔离变换器实现 DC/DC 降压变换电路。 1 电力电子系统设计与实验报告 2、产品主电路工作原理概述、产品主电路工作原理概述 2.1 开关电源主电路开关电源主电路 产品电路中，输入为 AC90264V 电压，经过二极管整

6、流桥把交流电变成直流电，然后利用 Boost 实现功率校正，最后利用单端反激隔离式变换电路进行降压提供稳定的直流输出电压。电路前级采用的控制芯片为 L6561，后级采用的控制芯片为 LTA705S，工作频率为 100kHz。为验证产品设计思路的可行性，依据设计要求首先进行了仿真。图 1 为本文仿真电路结构图，产品主电路图见附录。 Tr LDDNN21UU。RCUTUoinoCRrePref 图 1 开关电源电路拓扑结构 2.2 前级 PFC 工作原理 有源功率因数校正（Active Power Factor Correction）电路，是在传统的不可控整流电路中融入有源器件，使得交流侧电流在一

7、定程度上正弦化，从而减小装置的非线性、改善功率因数的一种高频整流电路。基本的单相 APFC 电路，在单相桥式不可控整流电路和负载电阻之间增加一个 DC-DC 功率变换电路，通常采用 Boost 变换器。通过适当的控制 Boost 电路中开关管的通断，将整流器的输入电流校正成为与电网电压同相位的正弦波，消除谐波和无功电流，将电网功率因素提高到近似为 1，其电路拓扑结构如图 2 所示。 LD UURCTUoin 图 2 APFC 拓扑结构图 假定开关频率足够高，保证电感 L 的电流连续；输出电容足够大，输出电压可以认tUsinuu，则不可控整为是恒定直流输出电压。电网电压为理想正弦电压，即有mii

8、 2 电力电子系统设计与实验报告 。 流桥的输出电压为正弦半波，tsinuUuuinmiin当开关管 T 导通时，对电感充电，电感电流增加，电容 C 向负载放电；当 TiuLin关断时，二极管 D 导通，电感两端电压反向，和对电容充电，电感电流减小。iuuuLLinL电感电流满足下列关系式。 t，ttUsinttdionmkk (1) Lu L t-u，ttttUsinTdtmskonko通过控制开关管 T 的通断，即调节 T 的占空比 D，可以控制电流。若能控制近iiLL似为正弦半波电流，且与相同相位，则整流桥交流侧电流也近似为正弦电流，且与uin电网电压同相位，即可达到功率因数校正的目的。

9、这也是 APFC 的基本原理。为实现ui这一控制目的，需要引入闭环控制。 u的调节，使其达到给定值；1、实现输出直流电压控制器必须实现两个基本要求：o2、保证电网侧电流正弦化，其功率因数近似为 1。为此采用电压外环电流内环的单相 PFC 双环控制。如图 3 所示。 D UURCTUoiniULinKUoUrefPI 图 3 APFC 控制原理图 ui减去测量到电压外环的作用是实现控制目标的电感电流指令值给定输出电压。oLuI。测得到的调节器作用，输出电感电流的幅值指令的差值，经的实际输出电压 PIoLu除以其幅值后，得到单位的半正弦量。该值与得到的电感电流幅值整流桥输出电压inuii同相位的正

10、弦半波电流，其幅值可控制指令相乘得到电感电流的指令值为与。LLinui跟踪使实际的电感电流电流内环的任务是控制开关管 T 的通断，直流电压的大小。oLi。为仿真方便，此处采用了电流滞环控制。通过滞环控制可以保证实其产生的指令值Lii附近波动，波动的大小与滞环的宽度有关。在其指令电流际的电感电流 LL在实际电路中此处采用的是 L6561 芯片控制。L6561 采用的是电流峰值控制方法和电流检测控制方法的结合。其控制原理为：当芯片 5 管脚（ZCD）检测到 Boost 电感电流为零时，L6561 会驱动开关管导通，此时电感电流基本呈线性上升；当芯片 4 管脚（CS）检测到流过开关管的电流（此时也是

11、流过电感的电流）到达规定的上限（即电流峰值） 3 电力电子系统设计与实验报告 检测到过零电流时才开通。时，开关管会关断，直到下一次 ZCD 4 L6561 控制的电感电流波形图 L6561 介绍 2.3 PFC 控制芯片 L6561 主要特点： 具磁滞的欠电压锁住功能。1. ，可减低功率损失。 ；保证 90uA 以下）2. 低启动电流（典型值：50uA 以内的误差率。25时只有 13. 内部参考电压于 ）功能，可将系统关闭，降低损耗。除能（Disable4. 。5. 两级的过电压保护 及零电流检测功能。6. 内部启动 THD 值。具乘法器，对于宽范围的输入电压，有较佳的 7. RC 滤波器。8

12、. 在电流检测功能，具备内部 MOSFET。9. 高容量的图腾级输出，可以直接驱动 81VccINV7COMPGD2GNDMULT6354ZCDCS 5 L6561 的封装图图 1 L6561 接脚功能表功能 名称 PIN 脚 INV 误差放大器反相端输入 1 COMP 2 误差放大器输出 MULT 3 乘法器输入 4 电力电子系统设计与实验报告 CS 4 电流检测输入 ZCD 5 零电流侦测 GND 6 接地 GD 7 栅极驱动输入为 MOSFET V8 工作电源接口 L6561CC 2.4 后级反激电路工作原理单端反激隔离式变单端反激拓扑电路。 （DCM）本产品后级电路选用电流断续模式20

13、W 换器是一种成本较低的电源电路，小功率电一般选此拓扑结构。其输出功率为，可以同时输出不同的电压，且有较好的电压调整率。在输入电压和负载电流变 100W 化较大时，具有更快的动态响应速度。其补偿电路结构简单。反激式变压器开关电源，是在变压器的初级线圈利用直流电流激励后，变压器的次级线圈没有功率输出；当变压器初级线圈的激励电路被关断，初级线圈和二次线圈通过磁耦合，释放磁能，转换为电输(能，向负载提供电能。单端反激开关电源采用了稳定性很好的双环路反馈控制系统。通过反馈)出直流电压隔离取样反馈外回路和初级线圈充磁峰值电流取样反馈内回路信号，有效控制开关管的通断。从而实现对初级线圈充磁电流峰值的有 P

14、WM 回路产生 效调节，达到稳定输出电压的目的。 介绍 LTA705S2.5 Flyback 控制芯片是一款专门为控制单端反激隔离式变换器而设计的芯片。反激控制芯片 LTA705S 欠压锁过压保护，VddLTA705S 集成了高压自启动，低功率绿色模式，过流保护，Vdd 2。定，同步斜坡补偿等功能。各管脚功能见表81GATEGND7FBVDD2SENSENC6354RTHV 6 LTA705S 图封装图 2 LTA705S 管脚功能：表 名称功能管脚GND 1 接地FB 2 反馈信号通过外部补偿电路流入此管脚。NC 3 无需连接 HV 4 高压自启动管脚 5 电力电子系统设计与实验报告 RT

15、5 可编程保护端。一般用作过热保护。 SENSE 6 电流检测端。用于限制峰值电流以及功率控制VDD 7 芯片电源 GATE 8 图腾柱型开关管驱动。具有软启动功能。 、电路参数设计、电路参数设计 3 电路参数设计 3.1 前级 PFC 变换器工作原理及变换器工作原理及电感电容的计算电感电容的计算 3.1.1 Boost 变换器是一种输出电压等于或高于输入电压的单管非隔离直流变换器。合理 Boost 变换器有三种工作 Boost 控制开关管 T 的导通比，可控制升压变换器的电压稳定输出。模式，分别为连续导电模式、临界导电模式和不联系导电模式。在本设计有源功率因数电路，Boost）中，Boost

16、 变换器工作在临界导电模式。针对这种情况分析校正（APFC 计算设计其电感和电容值。 LDRCUTin 变换器电路拓扑图 6 Boost变换器有两种工况。Boost 假设电路中各个元件都是理想器件。一个开关周期内， 如图所示。 LLiiLCLCUiUUiUinToinToRR Boost 电路开关管截止状态（b）a（）Boost 电路开关管导通状态 7 Boost 变换器电感电流连续时两种工作状态图）所示，二极管承受反向电压而截止。a）当开关管导通时，电路拓扑如图 7（1UUu在该电供电，极性上正下负。电源电压全部加到电感两端，电容向负载 CRininLTi内，开线性增长，储存的磁场能量也逐渐

17、增加。在一个开关周期压作用下电感电流SLt TT 导通的时间为导通期间，电感电流的增量为：。开关管关管onUUUt1inininTDditt(2) SCL1LLL0 6 电力电子系统设计与实验报告 （2）当开关管 T 截止时，电路拓扑如图 7（b）所示，经过二极管流向输出侧，iL电感中的磁场将改变两端的电压极性，以保持不变，这样电源电压与电感电UiLLinL压串联，总电压高于电容两端电压，此时电源和电感共同为电容和电阻供电，uCCRL负载电阻端电压极性仍然是上正下负。电感上的电压为，电感电流线0-UUUiR00inL性减小。在一个开关周期内，开关管的断开时间为。到时刻，到达最小值TT-TtiS

18、SSonL。在开关管截止期间，电感电流的减小量的绝对值为： I2LUUUUt20inin0(3) 1DtTdi SL-cLLt1当稳态工作时，开关管 T 导通期间电感电流的增长量等于开关管的截止期间iLi。即电感电流的净增量为零。有式（2）和式（3 的减小量）可得电压增益为 LU10M (4) U1-DCinD1，故输出电压与输入电压的比值始终大于或等于 1 由式（3）可知， ，即输出C电压高于输入电压。这就是 Boost 变换器升压的原理。 本设计中，Boost 变换器工作在电感电流临界连续模式。此时有： (5) Ii2inLBoost 变换器输入功率与输出功率分别为： PUIIUP 和oo

19、oinininPP，于是有：如果忽略电路中的损耗，则有 oinU1 (6) oIII oinoU1-DCin联立式（2） 、式（5）以及式（6）可得临界模式电感值为： R2 (7) T-DLD1 SCC2 依据输出电压的纹波系数设计 Boost 电容。当电感电流处于连续状态时，考虑二极管电流会全部流入电容器，如图 7（b）所示，在每一个开关周期电容充电或者放电的能量为，则有： QQIDT (8) S0C由形成的纹波电压可表述为： QIDTUDTQS0C0SC (9) U 0CCRC由此可计算得电感电流连续模式下，按照要求的纹波电压限值，可求得需要的电容值为： 7 电力电子系统设计与实验报告 T

20、IDUDTSCS00CC(10) URUo0，85W400V，主电路输出功率为已知输入交流电压为 90-264V，输出直流电压约为电路工作在临界连续状态，且为Boost90W。按效率为 95%计算，可以得出输入功率为 开关频率不固定的变频控制。 则最大输入电流P90inAI1(11) maxi90Umini 电感中最大峰值电流(12) AII222.8maximaxp 功率开关零电流导通，电感电流线性上升，可得 BoostILV(13) iDTS 电感电流出现最大峰值时的占空比为 VV904002minoi(14) 680.D 400VokHzf100 ，则 Boost 设此时的开关频率电感值

21、为sDV680.290miniH309L(15) 3If82.10010maxps 3.1.2 Boost 电感设计 根据实际条件，选择RM8 型磁芯。其结构图如下图所示： 8 磁芯规格图图 的技术参数表 3 磁芯 PC40RM8Z-12 AAw Ae Dimensions (mm) Ap LMATERIAL TYPE 2224 nH/N A * B * C cm mm mm 8 电力电子系统设计与实验报告 1950.0 64.00 48.90 RM8 PC40 22.75*8.2*10.8 0.3130 PtPt 100kHz100kHz 100kHz100kHz 200mT200mT Wt

22、Wt LeLe 可配合可配合 VeVe BOBBINBOBBIN P PCL mmmm 38.00 3 mmmm2430.00 (W)(W) g g 100100WattsWatts 幅寬幅寬 PINPIN 形狀形狀13.00 0.97 67 9.15 8-12 V 2 由磁芯参数表可以查得，所以可以求得需要的匝数为mmAe64Li8.2309maxp54N(16) 164Ae.250B 另外可求的需要加入的气隙为2762AN105464104.0e1(17) mm07l g610L3091一次线圈串联在电路中，一次线 PFC 环节中电流互感器的工作原理和变压器相似，芯片资料可以由 L6561

23、 圈中电流完全取决于被测电路的负荷电流，而与二次电流无关。所以可取一次线。左右，所以取二次线圈的最低电压约为 7V6V 知道的钳位电压为VZCD790NNn 圈和二次线圈的匝比为。2131N ，则可以得出二次线圈的匝数为合理计算，取原边电感匝数为171(18) 4.312NN 1290n 4 匝。实际试验取二次线圈匝数为 4 铜线的技术参数表 铜直径 铜面积绝缘直径AGW 2 mm mm30 0.25 0.0509 A/m/m带绝缘面22J=4.5A/mmmm1020.45230.33850.300.07040.229 的绕线参数可以求得一次线圈所需绕线股数由表 4I1maxi4n(19) 1

24、0509.50j0.0509股线，由于二次线圈的电 6 为防止上电后电感发热现象严重，本实验原边线圈选取 股。流很小，本实验取绕线股数为 2 Flyback 电路的设计 3.2 后级后级反激电路的工作原理在上文中已经详述，再次不再赘述。本节内容主要设计 Flyback 的变压器。故在开关管导通瞬间反激变压器原边承受电压的直流电压，PFC 输出为 400V前级 0.7V 有一定的管压降约为，19.2V 由于二极管 D200 后级输出电压要求为400V 为左右。 ，可以得出输出功率约为 4.2A20V 左右，变压器副边电压设定为。此外，由输出电流为 9 电力电子系统设计与实验报告 85W。 ，副

25、100kHz，原边电压反激电路工作在电感电流断续状态，工作频率为V400Vin 边电压，负载功率为左右。W80PV20Voo Flyback 变换器电压增益为TVRSoL(20) DM L2V1in 将各个参数代入上式，得61010204.5DM L24001 解得关系式：32(21) 10DL91 开关管闭合期间变压器原边存储的功率为12iLP(22) max1in1T2S，由能量当开关管关断时，原边电流为零；当开关管开通时，原边电流上升到iaxm1 守恒得：PP (23)ino 当占空比是时，原边电感为 25D0.32H56090.2510L 1 原边峰值电流为400250. .8A1i

26、max1631056010010 可得原边电流有效值1D (24) Ii0.9AI s1max1 xma22 变压器原副边匝比为IN14.24s21(25) 3NI.90s21 原边匝数为iL8.5601max1134N(26) 111825Ae0.B2346.8N314mm118Ae，实验中取查得参数 3，则副边匝数为由表 250B.2值 6 匝。依据原副边电流的大小，结合表 4 参数，求得变压器原边铜线为 4 股，副边铜线为 8 股，LTA705S 供电侧铜线为 2 股。 10 电力电子系统设计与实验报告 4、仿真及实验结果分析 实验过程分两次调试，首先调试的是前级 PFC 电路。确保其正

27、常工作后，将后级 Flyback 与前级 PFC 电路连接起来，构成完整的开关电源电路。 前级 PFC 仿真结果与调试结果如下列组图。在下列组图中左侧（a）图都为前级 PFC 仿真波形图，右侧（b）图都为实验波形图。为分析方便，将仿真波形和实验波形对照。 AC 电源（ b）输入 AC（a）输入电源 供电电源电压波形图 9 图 9 是供电电源的电压波形，实验中从调压器侧取得电压的有效值为 102V，仿真为较好地模拟实验，取供电电源电压有效值为 102V （ ）整流桥输出电压（a）整流桥输出电压 b 正常工作时整流桥输出电压波形图 10 L6561 ）整流桥输出电压 b （）整流桥输出电压（a 间

28、歇式工作时整流桥输出电压波形图 11 L6561在测量整流桥输出电压时，仿真结果是图 10（a）所示。然而实际电路测量结果是图 11（b） 。从图 11（b）可以看出整流输出电压开始是连续的半周期正弦波，经过一段 11 电力电子系统设计与实验报告 时间后电压维持在一个较高的水准。从这一时间段可以看出电压的变化有点类似于整流桥带容性负载时输出电压的变化趋势。即，开始电容电压低于电源电压，电容充电，输出电压上升直至一个较高值；在电源电压下降时，电容电压高于电源电压，电容放电，电压值减小。如果电容足够大，电容电压还没放完全，电源电压又上升到高于电容电压，再次给电容充电。当电容电压充放电进入稳态时，电

29、压就会维持在一个较高的水准，变化波形如图 11（b）波形的后半部分。按照这种分析，推测可能是芯片 L6561 有一时间段没有工作，因此导致整流桥输出波形如图 11（b） 。为验证这一分析，仿真时设定开关管的驱动信号周期性地间歇式工作，仿真结果如图 11（a）所示。与理论分析基本一致。所以推理正确。图 10（b）所抓波形是图 11（b）的前面部分。分析实际电路产生图 11（b）波形的原因，应该是芯片工作一段时间后由于过压保护作用使L6561 停止工作，此时开关管关断。Boost 输出电容对负载放电，且电感电流维持二极管导通，这样就有可能构成整流桥输出侧带容性负载的电路，由于电感电流维持二极管导通

30、，此时 Boost 输出侧电容对整流桥输出电压有箝位作用，致使电压在一个较高的值波动。只有这样才能够解释图 11（b）的波形。 L6561ZCD 管脚信号 （b） （a）Boost 电感电压 ZCD 管脚信号对比图图 12 Boost 电感电压信号与图 12（a）是仿真中 Boost 升压电感两端的电压信号，图（b）是 L6561 芯片过零检测管脚的信号。从电路结构来看，L101 的原边作为 Boost 的升压电感，其副边经过电阻 R107 与 L6561 芯片的 ZCD 管脚连接起来。因此二者的电信号通过磁耦合在一起，其变化趋势应该是基本一致的。从仿真图和实验图可以看出结论基本正确。 管脚信

31、号局部放大） （bZCDBoosta（）电感电压局部放大 管脚信号局部放大比较图电感电压信号与图 13 BoostZCD 12 电力电子系统设计与实验报告 ）PFCPFC 输出电压输出电压波形 （b（a） PFC 输出电压的仿真波形与实验波形对比 14 图前级是前 1412 波形的局部放大，可以验证两者的变化趋势基本一致。图图 13是对图而从仿真波形来看输出电压纹波系数较大。PFC 输出电压的仿真图与实验图的对比。级从实验抓到的波形来看其波动很小，这种直观的感觉是错误的。仔细观测可以看出，实如果将示波器的每格时间做 20ms。验中示波器的每格时间才 2.5ms，而仿真的波形每格 调整，也会明显

32、第看到输出电压的文波。 图 16 芯片图 15 VCC 管脚电压前级开关管栅极驱动电压 的输出电压信号反馈电压信号 图 18 Flyback 图 17 L6561的输出端 Flyback 图 18 是至图图 1517 是前级电路的几个主要测试点的信号波形。 19.4V，符合要求。电压波形其值为 、问题或现象分析 5为了避免后级电路因焊接错误对前级电路产生影响，在调试过程中我们分两步调 焊接上，再调节后级。和试。先调试前级，确保前级能正常工作。然后将跳线 Jp6R052 13 电力电子系统设计与实验报告 由于我们采用分级调试的方案，在调试前级时没有接上后级电路，相当于 Boost电路处于开路状态

33、。然而 Boost 电路不能开路上电，为此我们在 Boost 的输出电容侧并联一个假负载（150K） ，确保电路安全。这是上电之前的处理工作。 在第一次上电时，调节调压器输出电压有效值为 25V，在测量整流桥输出电压时没有出现预期的连续的半周期正弦波形。针对现象分析，得出结论：给定的供电电压较低，致使芯片的驱动电压也较低，不能驱动 L6561 芯片。为此调节输入电压至 50V，在整流桥输出侧检测到预期波形，说明 L6561 芯片开始工作。之后我们将电压调升到 102V，进行前级各个测试点的测量和波形采样。 从采样的波形分析，整流桥的波形并不是连续的馒头波，而是如图 11（b）所示的间断性馒头波

34、波形。分析实际电路产生图 11（b）波形的原因，应该是芯片工作一段时间后由于过压保护作用使芯片 L6561 停止工作，此时开关管关断。Boost 输出电容对负载放电，且电感电流维持二极管导通，这样就有可能构成整流桥输出侧带容性负载的电路，由于电感电流维持二极管导通，此时 Boost 输出侧电容对整流桥输出电压有箝位作用，致使电压在一个较高的值波动。只有这样才能够解释图 11（b）的波形。而且通过仿真也验证了整流输出维持高电平确实是由于 MOSFET 一段时间没有开通造成的缘故。也即芯片 L6561 在这段时间确实没有工作。 在后级调试时，我们的方案是：先测量输出电压，如果有期望的 19.2V 左右的波形出现，我们就开始采样各个测试点的波形；如果没有预期的 19.2V 左右的波形出现，我们再对各个可能出问题的测试点进行检测逐一排查。 调试结果，开始有输出，但是后来一直没有输出。为排除障碍，我组花费课余时间排查了 3 个晚上，测得的现象有：1、Flyback 的控制芯片 LTA705S 的高压启动管脚 4 电压为 320V 高压电；2、芯片的工作电源 VDD 电压为零；3、开关管的驱动引脚 8（GATE）电压为零；4、