双管正激拓扑的工作原理和设计举例

1、双管正激拓扑一一概述概述双管正激拓扑电路是一种在单端正激拓扑上衍生出来的一种拓扑电路。经过实践证明，这种拓扑的电路具有电路简单，可靠性高，元器件较单端电路容易选取等特点。是一种非常优秀的拓扑电路。二二简介简介双管正激变换器拓扑结构由两个功率开关管和两个二极管构成，当两个开关管和同时关断时，磁通复位电路的两个二极管和同时导通，输入的电流母线电压 vin 反向加在变压器的初级的励磁电感上，初级的励磁电感在 vin 的作用下励磁电流从最大值线性的减小到0，从而完成变压器磁通的复位，并将储存在电感中的能量返回到输入端，没有功率损耗，从而提高电源的效率；此外，每个功率开关管理论的电压应力为直流母线电压，

2、这样就可以选取相对较低耐压的功率 mosfet 管，成本低，而且较低耐压的功率 mosfet 的导通电阻小，可以进一步提高效率。三三应用范围应用范围双管正激变换器广泛的应用于台式计算机的主电源，中等功率的通信电源及大功率通信电源、变频器等三相电路的辅助电源中。四四基本工作原理和关键点的波形基本工作原理和关键点的波形双管正激变换器的拓扑结构如图 1 所示，其中 cin 为输入直流滤波电解电容，q1 和q2 为主功率开关管，d1、d2 和 c1、c2 分别为 q1 和 q2 的内部寄生的反并联二极管和电容，d3、c3 和 d4、c4 分别为变压器磁通复位二极管及其寄生的并联电容，不考虑 q2 的漏

3、极与散热片间的寄生电容，t 为主变压器，dr 和 df 为输出整流及续流二极管，lf 和 co输出滤波电感和电容。图 1 双管正激变换器的拓朴结构首先，下面分几个工作模式来讨论其磁通复位的工作过程：（1）模式1：t0t1在t0 时刻q1 和q2 关断，此时d3 也是关断的。初级的励磁电感电流和漏感的电流不能突变，必须维持原方向流动，因此c1，ch（散热片寄生电容）和c2充电，其电压从0 逐渐上升， c3 和 c4 放电，其电压由 vin 逐渐下降。4231cclpcciiiiiinccvuu31inccvuu4223cclpuudtdilp333ccidtduc111ccidtduc222cc

4、idtduc444ccidtduc初始值：， 001cu 002cu incvu03 incvu04 00mlpii由上面公式可得： (1)423132ccccuucc在理想的模型下，所以在t1时刻c3和c4的电压下21cc 43cc 4231cccc降到0，同时 c1 和c1 的电压上升到vin，d3和d4 将导通，系统进入下一个过程。在实际的工作中，事实上散热器的寄生电容不能忽略，这个电容将参与变压器磁通复位的过程。q1 和q2 漏极与散热片间的寄生电容的大小与漏极的面积及漏极与散热片的距离相关。注意电容的公式：ccidtducq1 的漏极接vin，散热器接地，因此此寄生电容接在直流母线电

5、压端，其两端没有电压变化：，也就没有电流从此电容流过：。实际上，对于交流信号0incdvdu0ci模型来说，此寄生电容相当于短路，因此在交流等效电路中可以不必考虑。q2的漏极电位在开关的过程中处于变化的状态，因此在开关的过程中，q2漏极与散热片间的寄生电容将有电流通过。此寄生电容为ch，其大小将影响到功率管的开关损耗。电容值越大，功率管漏源极电压随时间的变化率越小，从而减小了功率管的开关应力，dtduds并降低了功率管关断的功耗，并且低的对emi也有改善；但是在功率管开通时，电容dtduds上储存的能量将通过功率管放电，产生开通损耗，形成开通的电流尖峰和噪声。注意到散热器的寄生电容ch和c2及

6、c4的总和大于c1和c3的和：chcccc42311423132chccccuucc所以此模式结束时，c3 的电压由vin 下降到0 时，c2 的电压并不到vin，此时由于c3 的电压为0，d3 将正向偏置导通，将c3 的电压箝位于0。事实上在此过程中，当初级电压大于0 即时，初级变压器电感仍处于正向励32ccuu磁，电流增加，而且次级电感电流将反射到初级，参与电路的谐振。当其电压过0 后，在很短的时间，次级整流和续注二极管换流使次级处于短路，次级电感电流将不能反射到初级，也就不参与电路的谐振。换流结束后，初级电压小于0，只有初级励磁电感与电容谐振。（2）模式2：t1-t2在t1 时刻d3 导

7、通，q1 和q2 仍然为关断，此时变压器在ch 和c2 及c4 的作用下去磁。变压器的励磁电流逐渐减小到0，然后反向励磁，变压器的电流过0 时d3 自然关断，系统进入下一个过程。 (1)42cchclpiiiichcchiidtducc222444ccidtducinccvuu422clpudtdilp初始值：，)()0(222tuucc)()0(244tuucc1)0(mlpii在模式2 过程中，变压器的电流过0 前如果c2 的电压上升到vin，那么d4 将导通，c2 的电压将被箝位于vin，变压器的励磁电感在vin 作用下去磁，直到其电流过0 后d3 和d4 自然关断，然后再进入模式3。(

8、3)模式3：t2-t3在t3 时刻d3 自然关断，q1 和q2 仍然为关断，变压器在ch 和c2，c4 的作用下反向励磁，相关的公式同于模式1，仅仅是电容的电压和变压器励磁电流的初始值不同。当c2 和c3 电压谐振到相等时，c2 和c3 的电压将维持不变，直到q1 和q2 导通、系统进入下一个过程。第二 工作波形及讨论一个双管正激电源系统在空载、中等负载和满载时的工作波形如下图3 所示。功率mosfet 为stp15nk50，初级电感量为5mh，前级有pfc，输入电压为400v。图中，蓝色为下管的电流波形，棕色为下管的漏源极ds 的电压波形，绿色为上管的电流波形，红色为上管的漏源极ds 的电压

9、波形。（a a）nono loadload(b) medium load(c) full load图3 工作波形从图3（a）波形可以看出，空载时，由于没有负载的反射电流，在模式1 中漏感的能量不足以在如此短的时间内抽光c1 和c3 的能量，上管的漏源极电压（红色）和下管的漏源极电压（棕色）都没有上升到母线电压，这表明d3 和d4 的电压都没有达到0v，所以d3 和d4 都没有导通，系统仍停留在模式1 中并且系统在模式1 中完成磁能复位，然后进入模式3 反向励磁。模式3 结束时，c2 和c3的电压160v，小于vin/2。图3（b）从波形可以知道，中等负载时，当开关管关断后，由于有负载的反射电流

10、，在模式1 中反射电流和漏感的能量在如此短的时间内足以抽光c1 和c3 的能量，上管的漏源极电压迅速（红色）上升到母线电压，即c3 的电压迅速下降到0，d3 导通，而此时下管的漏源极电压（棕色）即c2 电压则小于母线电压。此后，c2 与初级电感谐振对其复位，由波形可见：电容c3 的电压谐振上升。当变压器电感的电流谐振为0 时，储存在变压器电感中的所有的能量转移到电容c2。电容c2 的电压达到最大值；此后电容c2 的电压谐振下降，注意到c1 电压谐振下降即c3 的电压谐振上升，当电容c2和c3 的电压相等时，谐振过程停止电容c2 和c3 维持电压不变。模式3 结束时，c2 和c3 的电压200v

11、，等于vin/2。图3（c）从波形可以看出，全负载时，当开关管关断后，在模式1中足够大的负载的反射电流和和漏感的能量在如此短的时间内足以抽光c1 和c3 的能量，上管的漏源极电压迅速（红色）上升到母线电压，即c3 的电压迅速下降到0，d3 导通，而此时下管的漏源极电压（棕色）即c2 电压则小于母线电压。此后，c2 与初级电感谐振对其复位，由于漏感的能量的足够大，电容c3 的电压也很快谐振上升到vin 并箝位于此值，此时d4 导通，d3 和d4 都导通，变压器的励磁电感在vin 的作用下去磁，电流不断下降，能量全部返回到输入的滤波电解电容中，变压器的励磁电感电流下降为0 时，d3 和d4 都自然

12、关断，系统进入模式3。模式3 结束时，c2 和c3 的电压220v，大于vin/2。模式3 的谐振完全结束后，在不同的负载条件下，电容c2 和c3 的稳定电压随输出负载的变化而变化，而不是通常人们所认为的恒定等于等于vin/2。不同的负载条件下，负载反射电流和漏感的电流影响的变压器的去磁模式，从而也影响到此电压值的大小。从波形可以看出，图4 所示为功率mosfet 管漏源极电压变化的斜率，非常的明显，下管（棕色）波形电压变化的斜率小于上管（红色），这表明下管总的漏源极的寄生电容大于上管。dtduds4 结论双管正激电源的磁通复位的方式随着负载的变化进入不同的工作模式。变压器励磁电感去磁后将进入

13、反向磁化，反向磁化结束后两管的所承受的电压值并不相同。空载时，上管的电压大于vin/2，下管的电压小于vin/2。中间某一个负载时，上管和下管的电压等于vin/2；全空载时，上管的电压小于vin/2，下管的电压大于vin/2。上管与散热器的寄生电容不影响复位工作，下管与散热器的寄生电容参与谐振复位的工作过程。五五设计举例分析设计举例分析下面实例为输入390vdc（pfc的输出），输出为28v,15a，总功率为420w的一款电源设计。1.1. 电参数设计电参数设计电参数计算包含功率回路、滤波回路、反馈回路、保护回路、供电回路、驱动电路。下面分别进行计算。第一部分 功率器件的选择功率器件包括：输入

14、侧功率开关管和输出侧整（续）流二极管。1、功率开关管的选取：根据拓扑形式和开关频率的要求，选择 n 沟道的功率 mosfet。所以主变压器实际输出的总功率为：，实际输出电流应为wpo420假设主功率变换的效率为 90，则主功率变化原边输入功率为apioo1528wppi4679 . 00因为输入有 pfc 稳压电路，相当于 dc/dc 部分的输入是定电压，低端为 370v，高端为 390v，所以输入最大电流为，如果选用 fdh45n50，apiinmax26. 1370，因为是两个 mos 管串连，导通时消耗的功率应该为12. 0dsr，另外 fdh45n50 的上升时间 500ns，下降wr

15、ipdsmaxmos3 . 0212. 026. 12时间 350ns，在 25 欧输入的情况下测得的。，wrjc/2 . 0 wrcs/24. 0wrja/40根据双管正激拓扑结构的开关管的 vdss额定电压的要求，额定电压值要大于 1 倍以上最大输入电压（即 390v） ，再考虑 1.3 倍左右的余量，选取 500v 的 mos 管。开关管的正向导通电流 id要大于（2-3）ipk=（2-3）1.21a=2.42-3.63a。由于开关管的功率损耗一般占总损耗的 30左右，因此开关管的损耗应小于15w（322-280）30%） ，据上述参数要求：选用仙童公司的 fdh45n50f，其vdss

16、500v、id45a(25)，rds=0.12。2、整流二极管的选取：考虑开关频率 150k，输出电流 15a，电压 28.5v 故输出侧的整流管选用快恢复二极管。输入电压的最高值为：390v，变压器匝比 5，则输出整流管反向最大峰值电压为3905=78v，输出满载电流为 15a，考虑 1.4 倍的限流，最大值为 21a。电压取 2 倍余量，正向导通电流 if应大于最大输出电流 iomax的 1.6 倍。根据已知条件得：vrvoutmax/dmin=186vif1.6iomax27.8a 整流二极管的选取方案：选用 fuji 系列的 d92m-03（to-247） ， 其 vr=300v， i

17、f=20a。由于选取的是快恢复二极管，导通时压降一般在 0.8v(125)左右，整流、续流管的导通损耗约为：p0.8 x 10=8w。第二部分第二部分 滤波回路的设计滤波回路的设计滤波回路的设计包括输入滤波回路的设计和输出滤波回路的设计：一、输入储能滤波电容1）从功率角度：输入储能滤波电容直接影响效率和输出功率，通常正激电路，通用输入电压范围时电容取值为输入功率的 1 倍以上，因此，电容的容值最好取大于1408=408uf。2）从耐压角度：电容的额定电压取 pfc boost 升压后的电压 390v,以电容器耐压要大于 400vdc,这里选 450v 的高压电解电容。3）从纹波电流角度：原边峰

18、值电流 1.1a4，所以，电解电容的纹波电流要大于4.4a。4）从频率角度：因为电源工作于 150khz，所以，电解电容的工作频率要大于150khz。5）从寿命角度：电解电容在电源中为储能元件，如果损坏，电源将不能正常输出，所以，一定要选择长寿命的电解电容。因此，选取佳美工公司的 kxg 系列的 45ov/100u 铝电解电容 4 个并联。这款电容的参数是寿命 105时 800010000 小时正常工作，工作温度-40+105，体积是1840mm，纹波电流是 100khz 下是 1800ma，用四个并联以后纹波电流为 7.2a，是满足要求的。二、输出储能电容： 因为前级加了 pfc 稳压电路，

19、所以变压器输入最高电压为 370v，因为变压器匝比为 5：1，频率为 150khz，周期为 6.7s，又因输出电容，其中tuesr，其中，vu03. 0dtdiluuolinvulin745370vuo5 .28，所以，故hl20sdtdt37 . 645. 0adi825. 6。经选型，红宝石的 yxf35v1000uf 电解电容的单个 esr 为mtuesr4 . 40.048(20100khz)，故应选择 12 只并联。实际应用中由于布板问题，在整流管后放了 5 个，在二级电感后面放了三个，经过上一次调试，可以达到纹波电压小于 50毫伏的效果。第三部分第三部分 保护部分的设计保护部分的设

20、计保护部分的设计包括：1. 28v15a 一路输出过压保护： 图 2：28v 输出过压保护部分电路原理图 由于输出过压保护范围是 3236v，范围较宽，光藕的二极管饱和压降为1.1v，所以如果输出过压点是 34v 的话，,如果 d16 选vvdd9 .321 . 134171630v 稳压管，则 d17 可选用 3.3v 稳压管。2.2. 28v10a28v10a 一路的过流保护电路一（原边限流）一路的过流保护电路一（原边限流）因为已经有副边限流，所以原边限流实际起到的作用是在副边限流失效时起到防短路的作用。采用的是原边通过电阻 r33/r34/r35 采样，因为输出过流保护要求在 1216a

21、 之间，为了防止和副边限流发生冲突，所以设在 17a 时保护，则此时原边平均电流为，而峰值电流约为平均电流的 4avinivioo45. 13709 . 0175 .281倍即 5.8a，由于 uc2844 的 3 脚保护点是 1v，所以如果，07. 035/34/33rrr则 3 脚的电压为 0.075.80.4v，如果要达到限流的效果还需要 8 脚给 3 脚补一个 0.6v 的直流电压。如果 r32=4.7k，则 r31=34k。3 3输入过压保护参数的计算输入过压保护参数的计算通过以上电路可知，lm2904 的 2 脚是基准 2.5v，所以要想使比较器的 1 脚输出翻转为高电平，必须使

22、3 脚电压达到 2.5v。假定 r10=5.1k，r41=1k,则由公式，如果系统在输入为 310vac 的时vrrrrrrrrvinvr5 . 21041511311)4110(3候过压保护，则，得，即vvin4343104 . 1krrrr1053511311；如果供电电压为，则 lm2904rkrrrr274263511311vvcc14的 1 脚输出高电平应该为 13.5v 左右，如果二极管 r23 的正向压降为 0.7v，则由基尔霍夫电流定律，如果恢复点电压为104131635 .1310415113113rrvrvrrrrrrvvin290vac,则由基尔霍夫电流定律， ，因为恢复

23、点电压104131635 .13104151131131111rrvrvrrrrrrvvin,从而得到，过压的瞬间，vv5 . 231kr27016vv67. 23第四部分第四部分 28v28v 供电回路的设计供电回路的设计供电回路的设计包括启动回路和自供电回路的设计：1.启动回路的设计：图 4：供电部分原理图 输入电压的范围 370vdc 到 390vdc，uc2844bn 的启动电压 16v，起动电流最大为 1ma 加上 tl431 以及运放 lm2904 等的启动电流 1 毫安，则，实取 150k。kmavrr1772)16370(212 2 自供电回路元器件（自供电回路元器件（c23c

24、23、c32c32、d1d1）的选取：）的选取：由于自供电的电压设计为 16v，所以 c23 和 c32 的耐压应大于 16v，这里选用的是铝电解电容，考虑 20的余量，所以 c23 和 c32 的耐压值应大于 20v，实取25v/100uf，yxf 系列的电容两个。 3 3 启动时间的计算启动时间的计算通过以上的两个步骤，得，,所以时间常数为krt150fct200，如果电压是 370v，当把它加到电容器上时，要经过时间 30s 电容器30ttcrt上的电压才达到 063370v=233v，即若想达到 16v 的启动电压，则需要 2 秒。自供电绕组整流二极管（d1）选用 murs120，电流

25、 1a，反向电压 200v。第五部分第五部分 反馈回路的设计反馈回路的设计反馈回路的设计包括电压取样环节的设计、电压补偿网络的设计和电流控制环的设计：1. 电压取样部分的设计： 图 5：电压取样部分电路原理图1) 将通过电压检测电阻（r25、r45/r46）分压网络的电流设置为 0.5ma。2) 基准源 tl431ailp 的基准电压为 vref2.495v。3) 选用最接近的 5.1k 电阻产生实际的电流为：ma5 . 0.1k5495. 254rvirefr k7 .25.5ma0495. 22 .28ivv52rrrefout4) 设计要求输出电压的精度为标称输出电压的1，因此实际调试过

26、程当中应该调节 r46 的阻值来满足输出精度的要求。 2、电压补偿网络的设计：图 6：反馈补偿部分电路原理图输出滤波器的极点是由滤波电感和电容决定的，超过转折频率后，以40db/dec下降。滤波器的转折频率为： hz366oofp104 . 1101000101321cl21f电路的直流增益绝对值为： 4 .543084. 037048 .13370nvvnvva2pinmaxs2outinmaxdc）（）（ dbagdcdc7 .344 .54lg20)lg(20不考虑 lc 滤波器的 q 值影响时，增益穿越频率为： hz3o3fpxo1058. 0245tan104 . 12tanff）（

27、）（在闭环增益的穿越频率处为使控制到输出特性的增益为 0db，误差放大器所需要提供的增益为： 3 .427 .34)4 . 158. 0lg20gfflg20gdcfpxoxo（）（gxo的绝对增益为：0076.010a20gxoxo）（误差放大器的穿越频率为： hz355. 0320axoxe1058. 0101058. 010ffxo）（反馈电容 c9 的大小为：uffracxedc9 .141078. 010124 .54233179实际 r9 选取 0805 封装的 104c 电容。 由于计算当中有部分参数为估计值，且实际工作为动态环境，参数很难具体确定，因此可能存在较大误差，还需要根

28、据具体需要进行必要的参数调节，以上计算参数只能作为调节的基础。2.2.磁参数计算磁参数计算根据第三部分，双管正激的工作原理，可以推出双管正激的变压器设计和单管正激的变压器设计的区别之处是前者最大导通占空比不能超过 0.5。设计内容包括：1、 确定电源参数。2、 选择磁芯材质，确定 b。3、 确定 ap 值，决定磁芯规格型号。4、 计算 np，ns。5、 计算线径。6、 估算损耗。1、已知电源参数最小输入电压值:vmin370v最大输入电压值:vmax390v变压器工作频率:fs150000hz输出电压:vo28v输出电流:io15a输出功率:po420w电源整机效率:90%自供电电压:vb15

29、v占空比:dmax0.43初、次级之间耐压:3000vac电流密度j6a/mm2窗口系数k0.4b1500gauss2、磁材选择功率变压器所用铁芯应选用高 i、低损耗、高 bs 材料。目前，软磁铁氧体因具备以上要求而被广泛应用，在此选用 tdk 的 pc40 材质，参数如下：本设计选择 b= 0.15t=1500gs (1t=10000gs)3、磁芯规格选取用面积乘积法计算：)(18. 1)(cm0.91500000.4615001067. 05 .4272)(10224626maxmaxcmcmbjkfdpaeawapso所以，选用 gu4229 磁心骨架，具有窗口面积大，磁)(46. 32

30、73. 1)(22cmcmaw心中心柱截面积大的特点。)(67. 2)(22cmcmaegu4229 的 ap 值为 2.398cm4，其值大于计算所需 ap=1.515 cm4值。pq32/30 参数如下表： 磁芯窗口面积:aw3.46cm2每匝长度:le6.84cm体积:ve18.2cm3每匝电感量:al8500nh/n2最大损耗:pc（max）w4、 变压器初、次级匝数：计算变压器匝比5/(min)maxldvvdvsvinnsnpn取 vs=vo+vd+vl=28.5，dmax=0.45vvvvld2 . 0,1变压器初级匝数：， 23108maxaebfnvnpo变压器次级匝数：，取

31、 5 匝。5523nnpns 根据实际绕制情况，仍然取初级 23 匝，次极 5 匝。 变压器初级电感量： 8500nh/n2*（23n）2=4.5mh。5、 计算线径1） 、计算初、次级电流的有效值： 初级峰值平均电流： )(84. 2(max)(min)advinpoip初级电流的有效值： )(9 . 1max*)(adiprmsip次级电流的有效值： )(10maxadiois2） 、变压器绕组导线线经： 原边绕组截面积：mm2 3461jiawp根据上述计算数据须采用裸线径0.21mm的漆包线35根并绕绕置，但由于在温度100、工作频率为150khz时铜线的集肤深度：，而)mm(20. 015000080.21*35mm大于5倍的集肤深度，可采用35根0.25mm的漆包线绕置，绕置两层，n=20则电流密度为4a/