一种CMOS二级密勒补偿运放的设计

1、一种CMOS1级密勒补偿运放的设计一个实际的运放电路包含很多极点，为了使运放可以正常工作必须对其进行频率补偿。所谓“补偿”就是对运放的开环传输函数进行修正，这样就可以得到稳定的闭环电路，而且获得良好的时间响应性能。两级运放的频率补偿存在一个问题。 我们的补偿原理是使其中一个主极点向原点靠拢，目的是使增益交点低于相位交点。 然而这样就需要一个很大的补偿电容。大电容在集成电路中是很难制作而且不经济的。实践证明，通过密勒效应可以以一个中等的电容器的值实现单独利用大电容才可以做到的补偿效果。这种补偿方法就是 “密勒补偿”。 一种 CMOS二级密勒补偿运放的设计，主要有第一级差分放大，第二级共源级放大，

2、电流偏置电路以及密勒补偿电路四部分组成。首先，手动计算各项参数，分析各项参数与性能之间的相互制约关系。然后，利用电路ED颇真软件对电路进行仿真，对参数进行一些微调以满足运放的设计指标。因为数字集成电路的规律性和离散性，计算机辅助设计方法学在数字集成电路的设计中已经具有很高的自动化。但是由于模拟电路设计的一些不确定性，一般来说，手工进行参数的预算是不能缺少的一个环节。运算放大器（简称运放）是许多模拟系统和混合信号系统中的一个完整部分。各种电路系统中都离不开运放：从直流偏置的产生到高速放大或滤波。运算放大器的设计基本上是分为两个部分。第一是选择电路结构，第二是电路的各项参数的确定。比如静态工作电流

3、，每个管子的尺寸等参数。这个步骤包含了电路设计的绝大部分工作。很多参数的确定需要不断地权衡来满足性能。该设计第二章分析电路的原理开始, 第三章接着介绍对运放的各个指标做介绍和分析。第四章以具体的指标要求为例，分析约束条件，进行手算。之后使用HSPICE进行电路仿真。12电路分析2.1 电路结构选定的COMS二级密勒补偿运算跨导放大器的结构如图 2.1所示。主要包括 四部分：第一级输入级放大电路、第二级放大电路、偏置电路和相位补偿电路。;VDD1I图2.1两级运放电路图2.2 电路描述MbM5组成输入级放大电路。 M1和M2组成PMOS差分输入对。之所以 选择差分输入是因为与单端输入相比可以有效

4、抑制共模信号，提高电路的 CMRRM3 M4电流镜为有源负载；M5为第一级提供恒定偏置电流。输出级放大电路由M6、M7组成。M6为共源放大器，因此输出级是共源放大 电路。M7为其提供恒定偏置电流，同时作为第二级的输出负载。M14和C c组 成相位补偿电路。M1可等效为一个电阻，因此工作在线性区，与电容 C c 一 起跨接在第二级输入输出之间，构成 RC密勒补偿1。为了便于理解电路，我们可以从电流与电压转换角度对电路进行分析。绘出运放的层次结构如图2.2所示。M1和M2为第一级差分输入跨导级，将差分输入电压转换为差分电流。M3和M4为第一级负载，将差模电流恢复为差模电压。M6为第二级跨导级，将差

5、分电压信号转换为电流，而 M7再将此电流信号转换 为电压输出。图2.2两级运放层次结构示意图5偏置电路由M8M13和R B组成，这是一个共源共栅 Widlar电流源。M8 和M9宽长比相同。M12与M13相比，源极加入了电阻 R B ,组成微电流源， 产生电流I B。对称的M11和M12构成共源共栅结构，减小沟道长度调制效 应造成的电流误差。M11提供偏置电流的同时，还为 M14栅极提供偏置电压。2.3 静态特性暂时不考虑调电阻M14,只考虑电容Cc,绘出电路的等效模型，如图 2.3所示:GffliVjrf图2.3等效电路模型由于M1和M2的对成性可知:R1是第一级的输出电阻:那么第一级的放大

6、倍数：A = GR, = g/G j如)3)对于第二级则有：Gm =(24)*GS76G = 7 |L(2r5)4 = -Ge 典=-%( * %) 6)故总的电压放大倍数为两级放大倍数的成绩：A=AA = -g相 g.亿% ）（&*）（27）因为：W ，219用=的欧7（匕£一%）=看（2,8）LVGST电阻：(29)推导出:在LevelOne 模型给出的参数中，入n = 0.03 V -1,入p = 0.06 V-1。而在Spectre仿真中则考虑沟道长度的影响，只给出了厄利电压值。采 用SMIC 0.18 pm工艺， 在1.8V 电压下，厄利电压分别为 V En = 5

7、5 V/ pm , V Ep = 47 V/ pm。式（2.7）可以变形成上式中放大倍数与过驱动电压和工艺参数人有关。式（2.7）还可以表示为:4 = -*(%上 I* M/JI 曦 4)(2.12)GST6心熊.+/3(嗫。+ %占)=u t4 %3 + 匕乜)*GSriVGSF&比较（2.11）和（2.12）式，为了使放大倍数更大，应该采取较小的过驱动电 压和较大的沟道长度。2.4 频率特性在图2.3所示的等效电路中，C 1为第一级输出节点到地的总电容，有G = 7口?十 C口白/十。剑 +Cg* +C&w（2.13C2表示第二级输出节点与地之间的总电容：14)一般情况，C

8、 L是远远大于晶体管电容的，所以C 2>>C 1 ,运用KCL对节点3和节点5进行分析有以下公式：%,%+旨+SG 小 6GMi)=。(2 15)V联立上两式，电路的传输函数可以解得：以 =G.i（G 哂2- sC.声J% as2 + jbs +1其中：占=CQ? 4 q（Ci + C工）R及b =匕四+C2R2 +或（GgRE +昆+J）由式（2.17）的分子项可以得到右半平面的零点为：于 _ G_z _ _ _ ge：2 2 次 C门 20 U8u令宕+b/C = O,解得S1,S2为：1GE + q& + Cc GRR 4昆 + 弓）g = GR 4 c?R? * G

9、（G股内用 * 0 + 尺工）2 -GG + QG + c/(2.16)(217)(2 18)(2d 9)(2,20)因此电路的主极点为:S-2JC(i7G；2M321)次极点为:9鼻 6而?.口(2.23)2/r 2冗(QG + CG； + C?C )因为C2,Cc>>C1,而C1中最主要的部分为 C GS6 , C 2中则以C L为主, 则式（2.22）通过近似可得到单位增益带宽表达式如下式所示：(2.24)代入式（2.8）,可以把上式写作GM：自/%的小e25）(2.26)上式中，卜p和C OX属于工艺参数，C C、W 1、L 1和V GST1都是设 计参数，可以看到GBW与

10、管子的沟道宽度和过驱动电压成正比，而与 C C和 L成反比。因此要得到高的 GBW就需要增大M1和M2管的过驱动电压或者 减小其沟道长度，对照由式（2.12）得到的结论，可以发现，这与提高增益的 要求是相互抵触的。从噪声的角度来说，管子面积的减小也会使得噪声性能变 差。所以在设计电路的时候，需要利用多边法则在参数和设计指标间进行权 衡。式（2.24）的另一种表达式为：GBW =也 尸/右门上式说明，当补偿电容和过驱动电压定下来时，电路的单位增益带宽与功耗成 正比。在电路设计中，电路的功耗必须受到限制，因此若想得到高的GBW ,就必须要合理的分配各个支路的电流。根据密勒效应，第二极点表达式（2.

11、23）还可以表示成:(227)应当说明的是，密勒定理推导极点表达式比较简单方便，但结果可能并不准 确，而且会漏掉一个零点。但基于密勒定理推导出的公式并不影响极点的分析。 一般而言，出于电路稳定的需要，45 °的相位裕量是基本要求，所以第二极点必须在1.22GBW之外，而若要有60 0相位裕量的话，第二极点必须高于2.2GWB2.5 相位补偿该电路至少有四个极点和两个零点2,为分析简单，我们假定z2,p3,p4以 及其它寄生极点都远大于 GBW如果不考虑零点z1,仅考虑第二极点p2,那么 该电路就是一个典型的双极点系统。为使系统稳定，相位裕度至少要达到630 0这样才会使阶跃响应有较大

12、的平坦度以及比较短的时间响应。但是z1的存在会使相位裕度得到恶化。同时如果增大两个极点的分离程度，就需要大的补偿电容，而且会使零点减小，进一步牺牲相位裕度 6。要 消除右半平面零点的影响可以采取两种主要的方法 。一是在前馈通路处插入一 个电压跟随器，但存在的问题是会带入新的零极点；二是在反馈通路中添加调 零电阻2。2.6调零电阻如果在第一级输出与C C之间串联一个电阻Rz ,通过调节电阻的大小， 便可以实现移动右半平面零点的作用2,5。设计使M14工作在线性区，这样 M14就相当于一个电阻。补偿电容与电阻 Rz串联之后，电路的主极点和次极 点不发生改变，而零点则变为(2.28)Rz的表达式为:

13、岸riCgw (w IMs一 5"(2.29)对式（2.28）可以整理成:(2,30)观察上式，Rz可以以三种方式改变零点位置(1)使零点与第二极点重合消除第二极点。这要求满足以下公式:观察上式会发现有两个难以操作的问题。一是第二极点与负载电容CL有关,当CL未知或者运放工作过程中负载电容发生变化的情况下，得零点和第二极 点是很难相互抵消的。二是即使按照准确抵消计算出的结果在工艺上也难以完 全保证准确性。因为在工艺的实现过程当中会受工艺波动以及寄生电容的影 响，所以会使得R z和电路中其它相关的参数偏离原先的设计值。造成的结 果是不能够完全抵消，反而会形成相邻的零、极点对，零、极点对

14、的存在，会 对电路的瞬态性能产生不利的影响7,8。如何在工艺波动和温度变化的情况 下仍能使两者精确相等是需要考虑的问题。(2)消去零点需要满足公式：(2 31)又因为:(2.32)Rz的表达式为:(2.36)为了满足式(2.32) 的匹配要求，必须有匕中/%然(237)因此还必须满足由（2.38）式推导出:(239)观察电流关系，联立式（2.32）、式（2.36） 与式（2.39）,可以得到以下公1640)Wk 35RZ g m6只与管子尺寸有关，与工艺和温度无关。但这种方法要求所有的管子都服从电流平方率关系。随着管子沟道的日益缩短，管子的特性会偏离平方 率特性，使计算产生误差1,2。（3）将

15、零点移到左平平面略大于 GBW的位置。一般为1.2倍GBW处，从而 使得相位超前，也可以提高电路的稳定性。这就需要上式可变为：9小厂£42）11 £若令依tLVgstw则有公式：io(2.43)如果加入了补偿电阻R Z ,考虑到M6的栅漏电容C GD ,这会引入右半平 面的高频零点。但由于其频率很高，所以其对相位的影响可以忽略。2.7偏置电路偏置电路为电路的每条支路提供工作电流。电路的偏置电路由M8M13构成，M12和M13是两个故意失配的晶体管，电阻 R B串联在M12的源极， 它决定着偏置电流的大小和g m12。故为了稳定起见，RB常采用外接电阻。 为减小M12的沟道长

16、度调制效应，采用了 Cascode连接的M10以及用与其 匹配的二极管连接的 M11来提供M10的偏置电压。器件M8和M9构成的镜 像电流源将电流I B 复制到M11和M13 ,同时也为M5和M7提供偏置电 流。下面对偏置电路进行一些具体的计算：(2.45)因为：推导出:2fBAKPWJL)n(2/6)整理可得:所以JTii上式可以变形为:因为产皿若取(W/L) 12 = 4 (W/L) 13 则可以得到由于偏置电路提供的每条支路的电流都与 旧有关，所以对于NMOSF以下公式:对于PMOST以下公式:上面的分析没有考虑到器件的沟道长度调制效应，考虑了沟道长度调制效应,月日二 ,(2.49)帕“

17、452)(2,53)伍471(2 50)(251)则晶体管电流需要修正为:114/ r4=2/A< 了十佻 J(254)3设计指标设计指标是指对运放各项参数的要求。同样一个运放，不同的应用会要求不 同的指标。3.1 共模输入范围共模输入范围即放大器第一级所有 MOS管工作在饱和区的共模输入电压范 围。所以V IN,COM的最大值为 V DD-V GST5-V GST1-|V TP | ,最小值为 V GST3 +V TN -|V TP | 0所以共模输入范围是：V GST3 +V TN -|V TP | < V IN,COM< V DD -V GST5-V GST1 -|V

18、TP |(3.1)式(3.1)表明如果要扩大共模输入范围，那么可以使过驱动电压减小。3.2 输出动态范围输出动态范围即输出摆幅，是所有晶体管都工作在饱和区时的输出电压的范 围。输出范围是：V GST6c V OUTC V DV GST7(3.2)要使运放正常工作，输出电压必须在这个范围之间，一旦超出了这个范围，会使其中一个管子进入线性区，导致输出电阻下降，进而导致电压放大倍数下降。 从(3.2)式观察发现，如果负载时阻性的，那么输出电压无论如何都不会达 到V DD和GND,若负载时容性的，输出电压可以达到电源电压和地，但此时已 经增益已经严重下降，出现失真。3.3 单位增益带宽GBW单位增益带

19、宽是当运放的增益为1时，所加输入信号的频率，这是运放能够 工作的最大信号频率。单位增益带宽有频率和角频率两种表示，它们之间以 2 冗换算：GBW = (3,3)其值可以由运由运放的增益带宽积可知，若单位增益带宽内只有一个极点, 放的开环直流增益与-3dB带宽的乘积得到3.4 输入失调电压失调电压，又称输入失调电压，一个理想的运放，当输入电压为 0时，输出电压也应为00但实际上它的差分输入级很难做到完全对称。通常在输入电 压为0时，存在一定的输出电压。该电路中输入失调电压定义为单端输出电压 为V DD /2时的差分输入电压值。那么输出电压共模点取在 V DD/2处。注 意，这儿的失调电压是指直流

20、失调。运放的输入失调电压包含两部分：系统失调和随机失调。前者来自于电路设 计，即使电路中所有匹配器件都相同也会存在； 后者来自于应匹配器件的失配。3.4.1 系统失调电压假定第一级完美匹配且 V N = V P , V DS4 = V DS3 = V GS3 , V T3=V T4 = V T6 ,要求V GST3 = V GST4 = V GST6由MOS管饱和区电流公 式得到：_ Jqs. = 展 e3 4)因为 I DS3 = I DS4 = I DS5 /2 , I DS6 = I DS7 (3.4)式可以变为：日 3535_ '口5丁(3-5)丽F 2M可,丽因为 V GST

21、5 = V GST7 ,得至lj ：(36)基于以上这些条件下的直流输出电压为:匕孙丁 =匕=匕;53 =%£门 4(3.8)推导出输入失调电压为:。9),但是根据（3.7）的比例可以选择一个对工艺偏差不灵敏的工作点3.4.2随机失调电压随机失调来源于器件失配。为简单起见，我们忽略第二级对输入参考随机失 调的贡献，得到第一级贡献的直流失调为:(3.10)g叫心口A1（kVL）l十外去十T不百一而初上式第一项为输入管阈值电压失配直接折合到输入。第二项为电流镜阈值电压失配乘以一个比例折合到输入，若要降低随机失调应使g m3/g ml很小，即减小（W/L） 3 ,增大L3。第三项为器件尺寸

22、失配，V gsti即平衡过驱动电压，若要降低此项的影响，应使平衡过驱动电压减小。3.4.3工艺失配参数(3J1)(3 12)在 SMIC18RF工艺中，AVt,sat = 5.85 mV?仙 m , ( A 0 / 0 ) sat = 1.52%? n m 。3.5 静态功耗静态功耗为电源电压乘以各支路电流的总和/二/（餐尹心/斌十心(3.13)18要降低电路静态功耗的话，要降低电流，但电流的分配受其他性能指标的影响, 比如GBW、转换速率、噪声性能等，因此在性能和参数之间需要权衡。3.6 共模抑制比3.6.1 定义共模抑制比表示运放对于共模信号的抑制能力，它是差模放大倍数与共模放大 倍数的比

23、值，一般用分贝表示。(3 15)CMRR反CMRR勺另一种表达式如下:其中AV id为输入差模改变量， V ic为输入共模改变量。 V os是输入的 直流电压，即失调电压。在差分输入、单端输出的运算放大器中，输入失调电 压是共模输入电压的函数，同时这个失调电压又在输出产生一个与所需信号难 以区分的电压。3.6.2 两级运放的CMRR电路的CMR表达式为：CM/?R= & =生力 /%幺=CMRR.（3.19）A由匕|/因为第二级是单端输入、单端输出， 所以不贡献共模抑制比。因此电路整体的 共模抑制比全部为第一级所贡献。下面画出共模交流等效电路：a）共模交流等效电路b）共模半电路交流等效

24、电路工.IC1V/g 1rl_.从a）图中可以看出电路是完全对称的，为计算简单我们画出它半电路交流等 效电路如图b）所示。电路的等效输入跨导为:G _股一 2q +%(1 + g25)(3.20)近似为：输出电阻为:Gg1二丁"*II2% + &（1 + 9疝心）卜 丁g2事g仰$(3 22)所以共模放大倍数为:trn20Tl 式g(3.23)可以推导得出:CMRR =2gm乩箝Q II ro4)(324)27将跨导和单管输出阻抗替换，忽略单管输出阻抗的沟道长度调制效应，考虑I DS1 = I DS2= I DS3 = I DS4 = I DS5 /2 ,得至lj21121C

25、MRR = 2网匕地3 4%能门II(3.25)从上式观察，降低过驱动电压可以提高 CMRR,另外将M5替换成高阻抗电流 源也可以提高CMRR但这样会降低共模输入范围。3.7 电源抑制比（PSRRR3.7.1 定义正电源抑制比PSRR+为差模增益除以正电源增益，负电源抑制比PSRR-为差模增益除以负电源增益。电源抑制比应越高越好，以减小电源对输出的影响。实际中，电源抑制比会随着频率的增加而下降。3.7.2 两级运放的PSRR为计算正电源增益，画出交流小信号如图 3.2所示 a)通过第二级(bi通过第一版得出:（3.32）在图b)中可以得至ij:= -9m6 （7田 IIps6把(3.31 )式

26、和(3,32)式代入(3.30 )式得到9e8（%sII%7）_口$5DSATJ '、N2gm3 （九 A 4）餐6 %.了"441（3-33）*若使V GST3 = V GST6则可以有效控制系统失调，那么(3.33)式可以化简 为 34）结合式（3.30） 和式（3.34）,得到(3.35)正电源增益约等于00由此得知，如果器件完美匹配，在低频下 PSRR +趋近 于无穷大，这是因为第一级正电源到输出增益与第二级正电源到输出增益相互 抵消。而在实际电路中由于存在失配，会降低 PSRR +。接下来计算负电源抑制比。负电源增益表达式如下把式（2.11） 和式（3.36） 代入

27、式（3.28）,得到'osatMisatg (，尸 b /) %儿十4P(3.37)这个式子就是低频下的负电源抑制比。当频率升高时，密勒电容Cc阻抗下降， 使得M 6栅漏短路，负电源变化直接馈通到输出。所以，假定 C c >>C L , 频率高到足以短路C c之后，负电源增益A - = 1。同样的现象使得A dm 和A +随频率升高而下降，PSRR +相对保持不变。A -增加到1而A dm 下降，只有当A dm下降为1时，PSRR -下降为1 。3.8 转换速率(Slew Rate )3.8.1 定义转换速率也称压摆率，当给运放的输入端接入较大的阶跃信号时， 输出信号波 形

28、也会发生大的变化，会使管子发生截至或者饱和的现象。 输出电压变化对时间 的比值叫做压摆率，即转换速率，单位是 V/ 11 SoSR与全波带宽之间存在以下联系:(3 38)观察上式可以得出结论：SR决定了运放能处理的最大频率和最大输出幅度之 问的关系3.8.2 两级放大器的Slew Rate首先计算内部压摆率VDD工图3.3内部压摆率SR“二将(3.39)5接下来计算外部压摆率VDD图3.4 外部压摆率3.8.3 单位增益带宽GBW和压摆率SRGBW口 SR都可以反映运放的高频性能，线性放大器主要由 GBW决定，开关 电容滤波器要得到更高的频率主要由 SR决定。最大输出摆幅与压摆率之间有关 系如

29、下：(343)SR2GBW如果内部压摆率SR int受限，那么可以得到SR2/GBW(344)SRTjtGBW如果是外部压摆率SR ext受限，则有(3.45)由上式观察，增大I DS7可以提高这个比率。但是I DS7也只能增大到SR ext受限处，如果继续增大，SR ext又会再次受限。由式（3.39） 和式（3.40）可知， 保证SR ext不受限也就是SR int受限的最小I DS7为(3.46)3.9 噪声噪声限制了 一个电路能够正确处理的最小信号电平，在电路设计中，噪声是必须要考虑的问题，因为噪声与功耗、速度和线性度之间是互相制约的。3.9.1 低频噪声图3.5第一级噪声等效电路图用

30、等效输入噪声来衡量一个运放的噪声，根据图 3.5有一个MOS管的等效输入电压噪声可以表示为:(348)因为中频以上白噪声占主导，所以式（3.49）可以近似为:(3,49)低频时1/f噪声占主导，将式（3.48）的第二项代入式（3.47） 得到3、仅4、y (3 50)观察上式，使g m增大，即增大 W/L可以减小白噪声，而增大 W可以改善闪 烁噪声，而输入管的噪声所占比例又较大。 所以，一般采用增大输入管面积的 方法来优化电路的噪声性能。3.9.2 输入积分噪声输入积分噪声等于输入噪声功率谱密度在所有频率上的积分，具包含三部分贡4kT献：低频下1/f拐角频率f c内的1/f噪声；单位增益带宽内

31、的白噪声； 高 于第二级点的白噪声。第二部分贡献最大，第一部分其次，第三部分再次之。如 果优化设计降低了 1/f噪声，那么得到(3.51)4电路设计设计指标如下:设计指标带宽最大化管于长度2 0.8 pm啻子宽度a 2 pm面积与 20000 pm2负载电容-3pF拦摸机入电压田也在VDD十VSS) 12榆山动态市囿粉出动当过围0 J(VDD-VSS), 0.9(VDD-VSS)J件忠功耗E2nnW开郢直流增发之 80 dB单位增益带宽Maxinn iz&相俅裕度之 60 degree转稳逵率N 30 V/js共模抑制比26州自食电源抑制比等效输入喷声£300 nVyHz1K

32、Hz我们要结合SPICE的LevelOne模型来设计电路，该模型下的工艺参数值如参敦单位NMOSPMOSVtV070.9KPnftj)pA/V2103.634.5toxnm2020AV10.030.06KFC%m24M10822024PocmW/s6002004.1 MOS工作区域为使运放正常工作，首先要保证 MOS管工作状态正确，MOSt应该工作在饱 和区，M14管工作在饱和区，要求|V DS |>|V GS |-|V T |。同时过驱动电压不能太大，否则沟道长度调制效应明显，而且输出摆幅会受到限制。4.2 共驱动电压的影响过驱动电压对运放的性能影响很大，降低过驱动电压可可以明显地改善

33、运放性能。1）可知能够提高共模输入范围；2）可知能够增大输出摆幅；3）可 知能够降低输入失调电压；4）可知能够提高电压增益；5）提高共模抑制比； 6）提高负电源抑制比；7）增大单位增益带宽GBW。然而，降低过驱动电压 也存在缺点，1）降低MOS管的渡越频率；2）会降低GBW频率下的可获得最 大电压摆幅；3）由式（3.49） 可知降低M 1、M 2的过驱动电压，增加M 3、 M4的过驱动电压，有利于降低低频运放等效输入白噪声。4.3 约束分析4.3.1 对称和失调从电路的对称性上来说，应该满足：W1 = W2 , L1 = L2 ; W3 = W4 , L3 = L4从低的失调方面来说：（WIL

34、 ' iWIL从偏置电路看，需要满足：（W/L） 8 = （W/L） 9 , （W/L） 10 = （W/L） 11而且，为了简化设计，可使为简化设计，可以使 （W/L） 12 = 4（W/L） 134.3.2 静态功耗先进行静态功耗分析，根据指标电流应该控制在在400 1iA之内。令M8的 源漏电流I DS8为标准电流I B ,并且I DS5 = k 1 I DS8 , I DS7 = k 2 I DS8。化十出十2%/400uA（41）因此要满足：4.3.3 面积必须满足：A mos= AS + A d + WL。由库中得知：A s= A d错误！未找 到引用源。，所以A mos错

35、误！未找到引用源。+ WL。所有管子的面积总和 需满足：£(6傍 + 叱| + 线 亡20000pm7(4.2)4.3.4 直流增益由(2.11 )式得:>10000(4.3)31由 Level 1模型知，入 p = 0.06 ,入 n = 0.03 ,并令 V gsti = VGST6 ,贝U有 V GST1 < 0.22V 。4.3.5 共模抑制比由式（3.25） 得> 1000(4-4)令 V GST1 = V GST3 ,则有 V GST1 < 0.86V 。4.3.6 电源抑制比由(3.37)得4-_-： >1000045)口(351%3弓，网

36、(，尸，川)令 V GST1 = V GST6 ,则有 V GST1 < 0.385V4.3.7 转换速率46)SR = min "媪30V/psIG ct 4.3.8 等效输入噪声由式（3.50） 得:" <300nV/vHz(4 7)4.4 相位补偿前面对相位补偿的分析中我们知道，M14管可以不受工艺、电压和温度变化 跟踪g m6,即可以跟踪非主极点p 2 ,我们选择让z 1在1.2GBW处，p 2在1.5GBW处。这样既可以增加相位裕度，也不至于浪费较大功耗，则有：4使非主极点p 2 在1.5GBW处，由（2.18） 和式（2.27） 得=1.5GBVK

37、=Q(4.10)由上式得到(411)其中 C n3=C GS6+C DB2+C DB4 C GS6占主导4.5 计算参数4.5.1 工作点分析电源电压5V,共模输入电压取电源电压的一半，即 2.5V。使乂0第宽长比 的设置符合式(3.7 ),由于 V GS3 = V DS3 = V GS4 = V DS4 = V GS6,在理 论上VDS6 = V DS3为了确定MO第的宽长比，一般先选择过驱动电压，然后 再分配各支路的电流，最后再计算宽长比。通常选择过驱动电压为0.1V-0.2V.4.5.2 设计步骤1)选择密勒补偿电容Cg选初值1.8Pf,在仿真中可以调整电容的大小，使之 更符合设计。2)

38、相位补偿，可以选择 g m6 = 3.2 g ml3)过驱动电压，选取0.1V。4)分配电流。第一级电流增大有助于提高 g ml ,提高SR int ,这里取I DS6 =4I DS1。取偏置电流 I DS8 = 10 NA , k 1 = 12 , k2 = 24，即 I DS5 = 120 N A , I DS7 = 240 N A ,总电流为 380 N A。5)预先取 L1 =0.8 pm ,得到 W1为140 pm。因此得到 (W/L) 1,2 = 140p m/0.8 pm6)计算 M3,4、M6、M5 和 M7 的宽长比。(W/L) 3,4 = 10/1.2, (W/L) 6=2

39、40/1.2 , (W/L) 5 = 18/0.8, (W/L) 7 = 36/0.8。7)计算M8,9、M10,11、M12、M13的宽长比和R B的阻值。(W/L) 13 = (W/L) 6 /k 2 = 10 N m/1.2 pm (W/L) 12 = 40 仙 m/1.2 仙 m,取(W/L) 10 = (W/L) 11 = (W/L) 13 = 10 p m/1.2 p m。取 L8,9 = L7 = 0.8m ,得(W/L) 8,9 = 1/k 2 *(W/L) 7 = 1.5 p m/0.8 m8)计算M 14的宽长比。得到(W/L) 14 = 65 p m/1.2卜m。所有器件

40、参数归纳如下:M1140/0.8M91.5/0.8M2140/0.8M1010/1.2M360/1.2M1110/1.2M460/1.2M1240/1.2M518/0.8M1310/1.2M6240/1.2M1465/1.2M736/0.8Cc1.8 pFM81.5/0.8RB6.25 k?35 HSPICE 仿真5.1基本参数仿真结果(1 )静态功耗和直流工作点+: vcm*£.50口。D; vdd=5,DODOD:vaut=2.5375"+ ； VS3=0.=3HC6?1JZ=B则. 1466m=914 53mi i 4=3 94.14 Ammi：S=5.7231-1.932?1: 0=914.9253mIt9=902,250 9m+1:10=90,0361m图3.6静态工作点(2)直流增益、带宽和相位裕度幅