分频风电系统的谐波分析及其治理研究

1、1 分频风电系统的谐波分析及其治理研究1.1 引言由于采用了半控型功率器件晶闸管，交交变频器在工作过程中必然会产生大量的电流和电压谐波，根据其模型和工作原理可知，交交变频器对其低频侧呈现出电压源特性，而对工频侧而言，则呈现出电流源特性，因此，风力发电经交交变频器接入电网时，相当于并联了一个谐波电流源，严重影响了电力系统的电能质量，必须采取相应的措施，对其进行抑制；而低频侧电压谐波的出现，是一种必然，无法从根本上做到电压的谐波抑制，因此，对于交交变频器低频侧，只需考虑无功功率的补偿问题。解决谐波问题的途径有两条：一是主动型滤波，即从谐波源本身出发，使其在工作过程中尽可能少产生谐波，二是被动型滤波

2、，即通过装设滤波器达到对谐波进行抑制的目的，常用的被动型滤波方式主要有无源滤波器（Passive Power Filter）和有源滤波器（Active Power Filter）两种。有关主动型滤波，本文已通过主电路多重化的方法加以解决，本章主要讨论有源滤波器在分频风电系统中的配置问题。1.2 分频风电系统的谐波分析1.2.1 交交变频器低频侧电压谐波分析在输出交流电压时，由于对变流器触发角进行了连续的往复的相位调制，以及由于一些与稳态直流输出无关的某些实际因素的影响，比如在底层触发严格开环的情况下，会产生不同于一般意义上的谐波分量次谐波，因此使得输出电压波形中谐波频谱变得更加复杂。一般来讲，

3、变频器输出电压中的谐波畸变项可分为三类：特征畸变项、非特征畸变项和“实际”畸变项。1） 特征畸变项同交交变频器在稳态直流输出时的脉动畸变一样，输出电压为正弦交流时所包含的特征畸变项也是变流器基本机理的必然产物，当输出频率比输入频率低的时候，通常假定特征畸变项的频谱与有稳态触发角时的频谱一样。由于变频器直接进行波形变换，包含在输出电压中的特征畸变项的频谱与输出及输入频率都有关系，因此特征畸变项的主要级次构成“拍频”分量，其频率等于输入与输出频率的和与差的倍数。这种“拍频”分量产生的原因是由于：在一个输出周波期间的输出电压波形与下一个输出周波期间的输出电压波形不可能完全一致，除非输出频率恰好等于输

4、入频率与变流器脉冲数乘积的整除数。这是因为输出电压波形的基本构成部分是输入电压波形，并且由于相继的输入电压波形上相同的特点，只出现在间断的时间区段中，因此可能得到的输出波形频谱就是间断的而不是连续的，这并非指变频器的输出频率不能连续，实际上，采用余弦交点法对变频器的触发角进行控制时，能方便的连续调节变频器的输出、输入频率比，只是此时必然会出现次谐波的畸变分量，而畸变分量的频率并不是期望输出频率的整数倍，这就是拍频分量。2） 非特征畸变量在实际应用过程中，有时输入电压并不是标准的正弦信号，而输入基准电压和平均输出电压之间也不是线性关系，也可能两种因素同时存在，在这种情况下，变频器的输出电压就会偏

5、离理想的波形，这就是所谓的非特征畸变。非特征畸变项可以规定为：当触发角的调制过程不能按照理想的状态控制脉冲触发时刻时所产生的分量，它是由于非线性电压转换特性，或者是由于基准电压波形不完善，或者两者兼有而产生的，其频谱一般是期望输出电压频率的整数倍，而与输入频率无关。3） “实际”畸变项特征畸变项和非特征畸变项都是源于理论的畸变，它们是在基本波形变换过程中产生的，或是由于触发脉冲时控电路的设计在理论上有缺陷而引起的。除此之外，由于实际因素的影响，在变频器输出电压当中，可能还有非理论的畸变分量，这就是所谓的“实际”畸变相。例如，由于控制电路不完善，于是，触发脉冲在时控上很小的实际误差，就会导致在实

6、际输出电压波形上产生非常大的非理论畸变。另外一个原因则源于晶闸管本身正向压降的非线性特性，这在输出电压较低时，影响较为明显，而在输出电压较高时，晶闸管的正向压降可以忽略不计，因此影响并不是很大。上述三种畸变在交交变频器工作过程中是客观存在的，但是在实际分析时还是只考虑由于工作原理造成的畸变，即只分析特征畸变项。因此，决定输出电压波形的实际形状和结构的主要取决于下述四个因素：1）变流器脉冲数；2）输出、输入频率比；3）负载相移角。在输出频率可变的情况下，想对低频侧电压波形做常规傅里叶分析是不现实的，采用“开关函数法”能够有效地解决这个问题。具体做法就是将输出电压波形用每个晶闸管所产生的电压波段的

7、算数和来表示，每个单独的电压波段是以相应的正弦波输入电压和一个“开关函数”的乘积来表示的。当有关的晶闸管导通时，开关函数值为1，反之为0，这样，把每个开关函数当做一个谐波系列，就可得到输出电压的谐波系列。采用开关函数法对交交变频器低频侧输出电压做谐波分析的结果可由式（6-1）表示：由上式观察可知：输出电压中出现的谐波分量的频率为：式中：电网频率；输出侧频率；常数，其取值范围为：，。主要含有的谐波频率为：，。1.2.2 交交变频器工频侧电流谐波分析变频器就其基本形式而言，只不过是将一组静态开关直接接在交流输入系统及负载电路之间，其功率转换的基本原理是：按照预定的程序，简单的导通和关断这些开关，以

8、形成一个具有预期频率的输出电压波形。如此一来，通过变频器进行的能量转换过程是非常直接的，输入系统总是直接受输出负载的影响。于是，单独一台变频器供应单相负载时，交流输出端必然出现的功率瞬时波动就直接传输到输入系统，这就使输入电流的谐波分量增长，其频率为输出和输入频率的拍频分量。因此，除在某些特定的输出、输入频率比之外，这些电流谐波分量并不和输入频率简单的直接关联，而一般随着输入电压波形而变化，而且这些电流谐波分量的出现与变流器的脉波数无关，因为这些分量是瞬时功率从变频器输入侧转换至输出侧的基本过程中所固有的。这一类谐波称为“特征谐波”。除此之外，也有类似于整流器工作时所形成的谐波电流，这一类谐波

9、分量的出现与否，才取决于变流器的脉波数目，这一类谐波成分称为“接线谐波”。就三相平衡输出的交交变频器而言，和有单相负载的情况相比，体现在输入端的谐波负载大为减小，这是由于每一输出相的功率虽然在波动，但是现在体现在输入端的是三个输出相的总瞬时功率，而且维持恒定。于是，三个输出相功率分别波动所引起的电流拍频分量，将只在三组变频器之间流通，而不在影响输入侧。当然，变频器输入电流分量中，唯一能为输出端供应有功功率平均分量的是基波“同相”分量，因为电流的正交分量或谐波分量引起的平均功率必然是零，除了电流的同相分量之外，变频器还消耗一个滞后的“正交”分量，这个分量是变频器基本控制机理的必然产物，借此机理，

10、利用调制触发角相位延迟的方法，形成具有正弦包络线的输出电压波形。正如相控整流器工作在固定的触发角时一样，输入电流基波分量相移角仅取决于相应的输出电压相对值，而与变流器的脉冲数目无关，因此，对于变频器来说，输入电流的相移角仅与输出电压的相对值以及负载的相移因数有关，而与变流器的脉冲数目、输出相数以及输出、输入频率比无关。同样采用开关函数法可以得到12脉波交交变频器在平衡三相输出时，工频侧电流谐波成分如下：特征谐波频率：式中：电网频率；输出侧频率。接线谐波频率：有研究表明：平衡三相输出的变频器特征谐波频率中的第一项分量，即项，其幅值只占基波分量的很小一部分，因此输入电流波形的畸变主要取决于接线谐波

11、分量，在这种情况下，脉冲数目多的变频电路，其输入电流波形畸变就会很小。1.3 有源滤波器的配置及其效果1.3.1 有源滤波器的工作原理由上述分析可知，交交变频器工作时，会在工频侧产生大量的谐波，而且谐波次数和含量随交交变频器的运行工况变化，因此，若采用常规谐波补偿方法，必然效果很差，在这种场合下如采用有源滤波器将具有明显的动态补偿效果。与无源滤波器相比，有源滤波器能够主动产生幅值相等、相位相反的谐波电流，并联于系统时，恰好与谐波分量相抵消，以达到谐波抑制的目的。按其接入方式，可分为并联型和串联型，在电力系统中，以并联型有源滤波器居多。并联型有源滤波器主要由指令运算电路、跟踪控制电路和主电路三部

12、分组成。其中，指令运算电路主要完成从负载电流中实时提取谐波分量和基波无功电流分量的任务，跟踪控制电路主要根据计算得到的需要补偿的谐波电流分量采取适当的PWM控制手段，使主电路根据其指令信号产生实际补偿电流，其结构如图6-1所示：图 61 并联型有源滤波器的拓扑结构指令运算电路通过检测非线性负载端的电压和电流，得出负载电流含有的谐波电流分量，然后将其作为补偿电流的理论目标，经过跟踪控制电路发出的指令信号使得补偿电路产生的补偿电流和大小相同，相位相反，此时：可见，负载电流中含有的谐波分量被补偿电流相抵消，电流源中最终只剩下负载电流的基波分量，从而达到了滤除谐波的目的。1.3.2 谐波检测算法谐波检

13、测算法决定了指令运算电路的精度和运算速度，是影响有源滤波器工作性能指标的重要因素，因此必须具备实时、准确、可靠的特点。基波分量法是早期的谐波检测方法，一般采用低通滤波器从检测信号中提取出基波分量，与检测信号的差值就是需要补偿的谐波分量，该方法的优劣取决于所采用的低通滤波器性能，当采用阶数较低的低通滤波器时，基波提取效果不好导致精度较低，但是采用高阶低通滤波器时，相移较大导致动态性能差，考虑到模拟电路进行滤波时元件参数对电网频率敏感而且设计较为困难，已极少采用，目前在工业应用中，多采用数字芯片对信号进行数字滤波。基于FFT算法的谐波检测方法通过对检测信号进行周期采样，进行N点FFT计算而得到各次

14、谐波的幅值和相位并通过FFT反变换得到需要补偿的谐波分量，这种方法需要AD提供精确地采样数据，一般对信号进行一个周期后进行计算，同时需要完成FFT变换和IFFT变换，计算量较大，对芯片的运算速度要求很高，实时性较差，当检测非周期信号时，还存在误差较大的问题。瞬时无功功率理论的提出有效地解决了上述问题，是目前有源滤波器谐波和无功检测中使用最为广泛的一种方法。该理论基于瞬时值的基础定义，因此不仅适用于正弦波，也适用于非正弦波和任何过渡过程中基波分量的提取，并具有很快的响应速度171。理论上可以无延时的检测出无功电流分量，谐波电流分量检测的延迟时间能够控制在一个信号周期之内。根据瞬时无功理论可以得到

15、三相电路谐波检测的两种方法，分别为检测法和检测法。下文将对以上两种方法进行简要介绍。1） 检测法检测法的计算流程如图6-2所示：图 62 检测法由图6-2可知，该方法将三相电压电流值经过变换，通过运算得出有功和无功分量p和q，经过低通滤波后提取出直流分量和，再通过变换变换得到、坐标系下的电流基波分量、，最后经过变换就得到了三相电流的基波分量、，则谐波分量可由实际电流与基波分量求差得到。其中：，2） 检测法检测算法的原理如图6-3所示：图 63 检测法由图6-3可知，该方法将检测到的三相电流瞬时值经过变换，得到坐标系下的电流分量、，与A相电压经锁相环提供的正、余弦同步信号和通过算子C得到电流的有

16、功和无功电流分量、，经过低通滤波后得到电流的有功和无功直流分量、，再通过运算得到坐标系下的电流基波分量，最后同样进行变换得到三相电流基波分量、。其中：3） 仿真算例下面对上述两种方法在PSCAD环境下进行仿真分析验证。（1） 算例1：电压无畸变条件下的谐波检测效果假定电压无畸变，电流畸变率为11.38，以A相电流为例，其中利用检测法和检测法所得到的基波电流如图64所示：（a）检测法 （b）检测法图 64 无电压畸变情况下检测和检测法仿真结果对两种检测方法下得到的电流做FFT，结果显示谐波含量都在0.326左右，可见在无电压畸变的情况下，检测法和检测法的精度都比较高。（2） 算例2：电压畸变条件

17、下的谐波检测效果假定电压畸变率为2.84，电流畸变率为11.38。采用两种方法对电流谐波做检测，其仿真结果如图6-5所示。（a）检测法 （b）检测法图 65 有电压畸变情况下检测和检测法仿真结果仿真结果表明：检测法得到的畸变率在2.53左右，而检测法得到的畸变率仅为0.64左右。分析其原因可知，当电网电压发生畸变时，检测法在求解过程中使用了三相电压的瞬时值，因此结果会受到谐波分量的影响而产生误差；而检测法通过提取A相同步电压的正余弦信号、参与运算，即使A相电压中存在畸变，锁相环模块也能较为精确的提取出电压信号的相位信息，从而使检测结果不会受到谐波的影响。考虑到分频风电系统工频侧电压中可能存在大

18、量的谐波分量成分，所以采用检测法较为合适。1.3.3 补偿电流的控制方法并联型有源滤波器的主电路如图66所示：图 66 并联型有源滤波器的主电路结构、为电网侧三相电压，、为三相实际补偿电流，根据指令电流运算电路求出的理论补偿电流运算指令为、，定义：，现以A相电流为例，和在不同极性下器件的工作状态如表6-1所示：表 6-1 A相开关状态表上半桥工作状态下半桥工作状态大于0正向V1关断V4导通大于0反向V1关断VD4导通小于0正向VD1导通V4关断小于0反向V1导通V4关断目前，常用的补偿电流控制方法有滞环电流比较和三角波比较两种控制方式。1） 滞环比较控制方式滞环电流比较控制方式是目前应用较广泛

19、的一种闭环电流控制方式，其原理如图6-7所示：图 67 滞环电流比较控制原理将指令电流运算电路求出的理论补偿电流瞬时值和实际补偿电流的瞬时值的差值送给滞环比较器的输入，当该误差超过滞环比较器的上、下限时，输出相应的PWM信号来控制器件的开通和关断，使实际补偿电流始终保持在滞环带内，其控制过程如图68所示：图 68 置换电流比较方式的控制过程以A相为例进行分析，设滞环比较器的环宽为H，当时，滞环比较器输出的触发信号使V1导通，减小，电流随之下降；当处于的环宽之内时，保持开关器件的开关状态不发生变化；当时，滞环比较器输出的触发信号使V4导通，增大，电流随之上升；着这种控制方式下，始终在的环带内呈锯

20、齿波形状跟随变化。2） 三角波比较控制方式三角波比较的控制方式原理图如图69所示：图 69 三角波比较控制方式原理将指令运算电路求出的理想补偿电流瞬时值和实际补偿电流瞬时值的差值经放大后再与高频三角载波信号作比较，所得PWM信号作为相应开关器件的控制信号。3） 两种控制方式的比较滞环比较控制方式实现简便，属于实时闭环控制方式，因此响应速度快，而且输出电压中不含特性频率的谐波分量，滞环宽度对整个系统性能影响较大，当环宽H较小时，系统动态性能较好，控制精度高，但是导致电力器件开关频率上升，开关损耗增加；当环宽H较大时，系统的动态性能变差，电流的跟踪精度降低，但是对于电力电子器件的开关频率要求大大降

21、低，增加了开关的可靠性，延长了器件寿命，同时开关损耗减小。对于变化较大的电路，若设定滞环宽度H保持不变，在较小时，相对较大的滞环宽度会使系统动态性能和跟踪精度下降，而当较大时，相对较小的滞环宽度会使系统开关频率大大增加，因此，在这种情况下，应该采用随变化自动可调的滞环宽度H。与滞环比较控制方式相比，三角波比较控制方式的硬件较复杂、跟随误差较大、响应速度较慢，但是能够限定器件的开心频率和三角载波频率相同，输出电压中含有与三角载波信号频率相同的谐波分量可用高通滤波器滤除，同时由于该谐波分量主要集中于高频段，因此，所需滤波器的容量和体积较小。另外，三角波比较方式硬件实现复杂，而且需要增加高通滤波器来

22、抑制与载波频率相同的谐波分量，因此不予采用。1.3.4 分频风电系统有源滤波器的设计利用PSCAD仿真软件对有源滤波器应用于分频风电系统的效果作了仿真验证。1） 仿真参数选择（1） 降压变压器降压变压器接法：Y-Y额定容量：1MVA变比：110kV：10kV（2） 开关器件导通电阻：导通电阻：通态压降：0V吸收回路电阻：吸收回路电容：（3） 主回路侧滤波电感（4） 直流侧电容一般根据经验参数选取电容量为10002000。2） 电压外环控制设计含电压外环的检测原理如图6-10所示。图 6-10 含电压外环控制的检测法原理图由于直流侧采用电容作为储能元件，因此需要设置相应的外环电压控制环节来保证电容两端的直流电压维持恒定，以保证APF具有良好的补偿性能。直流测电容电流可分解为直流分量和交流分量，由于选取的直流侧电容较大，因此交流分量波动较小，当系统侧流入APF的电流有功直流分量增大时，变大、电容电压升高；反之，当系统侧流入AP