高频电子线路第6章ppt课件

1、第6章 幅度调制、解调与变频6.1 概述6.2 非线性电路的分析方法6.3晶体三极管频谱线性搬移电路6.4 振幅调制6.5 解调6.6 变频6.1 概 述1.1.什么叫频谱率变换电路？什么叫频谱率变换电路？ 线性放大电路的特点是其输出信号与输入信号具有某线性放大电路的特点是其输出信号与输入信号具有某种特定的线性关系。从时域上讲种特定的线性关系。从时域上讲, , 输出信号波形与输入信号波形输出信号波形与输入信号波形一样一样, , 只是在幅度上进展了放大；只是在幅度上进展了放大； 从频域上讲从频域上讲, , 输出信号的频输出信号的频率分量与输入信号的频率分量一样。率分量与输入信号的频率分量一样。

2、然而然而, , 在通讯系统和其它在通讯系统和其它一些电子设备中一些电子设备中, , 需求一些能实现频率变换的电路。这些电路的需求一些能实现频率变换的电路。这些电路的特点是其输出信号的频谱中产生了一些输入信号频谱中没有的频特点是其输出信号的频谱中产生了一些输入信号频谱中没有的频率分量率分量, , 即发生了频率分量的变换即发生了频率分量的变换, , 故称为频率变换电路。故称为频率变换电路。 例如，倍频就是将频率较低的信号经过倍频变换成频率较高例如，倍频就是将频率较低的信号经过倍频变换成频率较高的信号。又如，调幅波就是将频率很低的音频信号或视频信号调的信号。又如，调幅波就是将频率很低的音频信号或视频

3、信号调制到高频的幅度上去。再如，检波电路就是将载有音频信号或视制到高频的幅度上去。再如，检波电路就是将载有音频信号或视频信号复原成音频信号或视频信号。频信号复原成音频信号或视频信号。 频率变换电路属于非线性电路, 其频率变换功能应由非线性元器件产生。 在高频电子线路里, 常用的非线性元器件有非线性电阻性元器件和非线性电容性元器件。 如不思索晶体管的电抗效应, 它的输入特性、转移特性和输出特性均具有非线性的伏安特性, 所以晶体管可视为非线性电阻性器件。 变容二极管就是一种常用的非线性电容性器件。 虽然在线性放大电路里也运用了晶体管这一非线性器件, 但是必需采取一些措施来尽量防止或消除它的非线性效

4、应或频率变换效应, 而主要利用它的电流放大作用。 例如, 使小信号放大电路任务在晶体管非线性特性中的线性范围内, 在丙类谐振功放中利用选频网络取出输入信号中才有的有用频率分量而滤除其它无用的频率分量, 等等。 频谱变换电路频谱变换电路频谱搬移电路频谱搬移电路频谱非线性频谱非线性变换电路变换电路调幅及解调电路调幅及解调电路混频电路混频电路倍频电路倍频电路普通调幅及解调电路普通调幅及解调电路单边带调幅解调电路单边带调幅解调电路双边带调幅解调电路双边带调幅解调电路调频电路调频电路调频波的解调调频波的解调电路限幅器电路限幅器直接调直接调频电路频电路间接调间接调频电路频电路变容二极管调频电路变容二极管调

5、频电路晶体管振荡器直接调频电路晶体管振荡器直接调频电路电容话筒调频电路电容话筒调频电路电抗管调频电路电抗管调频电路斜率鉴频器斜率鉴频器 相位鉴频器相位鉴频器 比例鉴频器比例鉴频器 移相乘积鉴频器移相乘积鉴频器 脉冲均值鉴频器脉冲均值鉴频器 锁相环鉴频器锁相环鉴频器 跟相环鉴频器跟相环鉴频器2.分类分类6.2 非线性电路的分析方法 频谱搬移电路a频谱的线性搬移;b频谱的非线性搬移 0f(a)0ffc0f(b)0ffc6.2.1 非线性函数的级数展开分析法 非线性器件的伏安特性,可用下面的非线性函数来表示: 式中,u为加在非线性器件上的电压。普通情况下, uEQ+u1+u2,其中EQ为静态任务点,

6、u1和u2为两个输入电压。用泰勒级数将式6.1展开,可得( )if u(6.1)2011221212120()()()()nnnnniaa uua uua uua uu(6.2) 式中, ann=0,1,2,为各次方项的系数,由下式确定:1212012001( )1()!()Qnnnu EQnnnmn mmnmnmn mmnnmmd f uafEndunuuC uuia C uu (6.3) (6.4)(6.5) 式中式中, Cmn=n！m！n-m！为二项式系数！为二项式系数,故故 可见，当非线性器件同时受两个电压作用时，呼应可见，当非线性器件同时受两个电压作用时，呼应电流中存在两个电压的相乘

7、项电流中存在两个电压的相乘项2a2u1u2。 假设作用在非线性器件上的两个电压均为余弦信号假设作用在非线性器件上的两个电压均为余弦信号,即即u1U1cos1t,u2U2cos2t,代入式代入式6.2,经过计算，可以得到以下经过计算，可以得到以下结论：结论：1。输出电流中的直流分量，除了由静态任务点所确定的静态分量外，。输出电流中的直流分量，除了由静态任务点所确定的静态分量外，还添加了由于非线性变换而引入的新分量；还添加了由于非线性变换而引入的新分量；2。输出电流中包含由以下通式表示的无限多个组合频率分量：。输出电流中包含由以下通式表示的无限多个组合频率分量： (6.6) 当当p=1,q=1时的

8、频率时的频率 分量是有用相乘项产生分量是有用相乘项产生的，而其他组合频率分量是无用相乘项产生的。的，而其他组合频率分量是无用相乘项产生的。3。一切组合频率都是成队出现的，如。一切组合频率都是成队出现的，如 与与 ， 与与 ；4。和差频率的出现使非线性器件可以实现频谱搬移，但其中某些频。和差频率的出现使非线性器件可以实现频谱搬移，但其中某些频率分量能够落入有用信号频带内而构成干扰。率分量能够落入有用信号频带内而构成干扰。|21112121212212|21qppq非线性电路完成频谱的搬移非线性电路完成频谱的搬移 非线性器 件滤波器u1uou26.2.2 线性时变电路分析法线性时变电路分析法 将式

9、将式6.1在在EQ+u2上对上对u1用泰勒级数展开用泰勒级数展开,有有12222121( )21()1()()()2!1()!QQQQnnQif Euuf EufEu ufEu ufEu un(6.7) 与式6.5相对应,有2220122122222()()()2!QnnnQnnmnQnnnf Eua ufEuna ufEuCa u(6.8) 假设u1足够小,可以忽略式6.7中u1的二次方及其以上各次方项,那么该式化简为221()()QQif EufEu u(6.9) 思索u1和u2都是余弦信号,u1U1cos1t,u2U2cos2t,时变偏置电压EQt=EQ+U2cos2t,为一周期性函数,

10、故I0t、gt也必为周期性函数,可用傅里叶级数展开,得01( )( )iI tg t u6.10) 022002022220222( )(cos)coscos( )(cos)coscosQQI tf EUtItItg tfEUtgtgt6.11(6.12) g2cosw2t和和u1相乘为有用相乘项相乘为有用相乘项,可完成频谱搬可完成频谱搬移移,其他为无用项其他为无用项.两个展开式的系数可直接由傅里叶系数公式求得0022212222022222221(cos)21(cos)cos1,2,3,1(cos)21(cos)cos1,2,3,QkQQkQIf EUt dtIf EUtktdtkgfEUt

11、 dtgfEUtktdtk(6.13) (6.14) 线性时变电路完成频谱的搬移 线性时变器 件滤波器u1uou26.2.3 单差分对电路1.电路 根本的差分对电路如下图。图中两个晶体管和两 个电阻精细配对这在集成电路上很容易实现。 00120()()22eeIIiiIII (6.15) 差分对原理电路差分对原理电路 Ec Ecube2ube1uDAuoABie2ie1V1V2RLRLic1ic2I02. 传输特性传输特性 设设1,V2管的管的1，那么有，那么有ic1ie2,ic2ie2,可得晶可得晶体管的集电极电流与基极射极电压体管的集电极电流与基极射极电压ube的关系为的关系为 11221

12、2bebeTbebeTuquVKTcssuquVKTcssiI eI eiI eI e(6.16) 由式(6.15)，有12121()012221(1)bebebebeTTTTuuuuVVVccsscuVcIiiI eI eieie(6.17) 010111TTcuVcuVIieIie(6.18) (6.19) 式中，u=ube1-ube2类似可得000010010022tanh()22221tanh()22tanh()22TcuTVcTcTIIIIuiVeIIuiVIIuiV(6.20) (6.21) (6.22) 双端输出的情况下有2121120()()()tanh()occccLccLL

13、ccLTuuuEi REi RuR iiR IV(6.23) 可得等效的差动输出电流io与输入电压u的关系式0tanh()oTuiIV(6.24) 1ic1、ic2和io与差模输入电压u是非线性关系双曲正切函数关系,与恒流源I0成线性关系。双端输出时,直流抵消,交流输出加倍。 2输入电压很小时,传输特性近似为线性关系,即任务在线性放大区。这是由于当|x|100mV时,电路呈现限幅形状,两管接近于开关形状,因此,该电路可作为高速开关、限幅放大器等电路。 4小信号运用时的跨导即为传输特性线性区的斜率,它表示电路在放大区输出时的放大才干, 000202omuTiIgIuV(6.25) 差分对的传输特

14、性差分对的传输特性 (5当输入差模电压u=U1cos1t时,由传输特性可得io波形,如图。其所含频率分量可由tanhu/2VT的傅里叶级数展开式求得,即01131510211121111( )( )cos( )cos3( )cos5( )cos(2 cos 1)1( )tanh()cos(21)2onnni tIxtxtxtIxntxxtntdt(6.26) (6.27) 差分对作放大时差分对作放大时io的输出波形的输出波形0iouu0ttio0 3. 差分对频谱搬移电路差分对频谱搬移电路 差分对电路的可控通道有两个差分对电路的可控通道有两个:一个为输入差模电一个为输入差模电压压,另一个为电流

15、源另一个为电流源I0;故可把输入信号和控制信号分别故可把输入信号和控制信号分别控制这两个通道。控制这两个通道。 差分对频谱搬移电路差分对频谱搬移电路 H(j)H(j)EcuA EcuBV3V1V2uoRe33300000( )(1)( )( )tanh()(1)tanh()22( )(1)2AbeeeeeBBeoeeeeeABAoTeTBAoeTuui REEuuEi tiIIRRERuuui tI tIVEVuui tIEV6.28 (6.29)(6.30)(6.31) 6.2.4 双差分对电路 双差分对频谱搬移电路如下图。它由三个根本的差分电路组成,也可看成由两个单差分对电路组成。V1、V

16、2、V5组成差分对电路,V3、V4、V6组成差分对电路,两个差分对电路的输出端交叉耦合。 io= iI- iII=(i1+ i3)-(i2+ i4) =(i1-i2)-(i4-i3) 6.32 双差分对电路 EcV2V1V4V3V6V5RLuouAuBI0i1i2i3i4i6i5i1RLi2125436565600tanh()2tanh()2()tanh()2tanh()2tanh()tanh()22ATATAoTBTABoTTuiiiVuiiiVuiiiVuiiIVuuiIVV(6.33) (6.34) (6.35) 6.36 当u1=U1cos1t,u2=U2cos2t时,代入式6.36有

17、2112121200()()cos(21)cos(21)oomnmniIxxmtnt (6.37) 120122224ooTTTuuIiIu uVVV(6.38) 接入负反响时的差分对电路接入负反响时的差分对电路V5Re2V6ie5ie6I0uB5526521122Bbeeebeeeuui Rui R (6.39) 式中,ube5-ube6=VTlnie5/ie6,因此上式可表示为 55626556265625621ln()21()ln211 1()()22 2eBTeeeeeeeeTeBeeeeiuViiRiiiiRViuiiRii R(6.40) (6.41) (6.42) 思索到ie5i

18、e6=I0,那么由式6.42可知,为了保证ie5和ie6大于零,uB的最大动态范围为00222222tanh()22()BeBAoeToABeIuIRuuiRViKt uR 将式6.42代入式6.36,双差分对的差动输出电流可近似为 (6.43) (6.44)(6.45) 6.3 晶体三极管频谱线性搬移电路 可将ic表示为 1212113( )11()()( )1( )( )( )211( )( )3!cbebbcbbbnnbbif uf uuEf E tuif E tf E t ufE t ufE t ufE t un在时变任务点处在时变任务点处,将上式对将上式对u1展开成泰勒级数展开成泰勒

19、级数,有有6.46 (6.47) 晶体三极管频谱搬移原理电路晶体三极管频谱搬移原理电路 EbEcu2u1f0ic 以下图给出了icube曲线,同时画出了Ic0t波形,其表示式为000012022( )( )01222( )coscos2()( )( )coscos2bebbebcccccbebuEtuEtbebemmmmItIItItdidf uf E tdudugtggtgt(6.48) (6.49) 6.50 式中,gm0是gmt的平均分量直流分量,它不一定是直流任务点Eb处的跨导。gm1是gmt中角频率为2分量的振幅时变跨导的基波分量振幅。三极管电路中的时变电流和时变跨导 三极管电路中的

20、时变电流和时变跨导 ( )( )( )012221( ),1,2,3,!( )coscos2,1,2,3,bebnncbuEtnbenbnnnd ifE tnndufE tCCtCtn也是u2的函数,同样频率为2的周期性函数,可以用傅里叶级数展开, (6.51) (6.52) 将式6.48、6.50、6.52代入式6.47,可得2( )20111000120220122211012221111( )( )( )( )2!coscos2(coscos2)cos1(coscos2)cos!nccmbbcccmmmnnnnniItgt uf E t ufE t unIItItggtgtUtCCtCt

21、Utn(6.53) .21,0,1,2,p qpqp q 6.54 普通情况下,由于U1。根据振幅调制信号的定义,已调信号的振幅随调制信号u线性变化,由此可得振幅调制信号振幅Umt为 U m ( t ) = U C + U C t =UC+kaUcost =UC(1+mcost) 6.4.3 式中,UCt与调制电压u成正比,其振幅UC=kaU与载波振幅之比称为调幅度调制度 CaCCUk UmUU (6.4.4) 式中式中,ka为比例系数为比例系数,普通由调制电路确定普通由调制电路确定,故又称故又称为调制灵敏度。为调制灵敏度。 由此可得调幅信号的表达式由此可得调幅信号的表达式 uAM(t)=UM

22、(t)cosct=UC(1+mcost)cosct 6.4.5AM调制过程中的信号波形调制过程中的信号波形 上面的分析是在单一正弦信号作为调制信号的情况下进上面的分析是在单一正弦信号作为调制信号的情况下进展的展的,而普通传送的信号并非为单一频率的信号而普通传送的信号并非为单一频率的信号,例如是一延例如是一延续频谱信号续频谱信号ft,这时这时,可用下式来描画调幅波可用下式来描画调幅波: ( )1( )cosAMCcutUmf tt6.4.6 式中式中,ft是均值为零的归一化调制信号是均值为零的归一化调制信号, |ft|max=1。假设将调制信号分解为假设将调制信号分解为11( )cos()( )

23、1cos()cosnnnnAMCnnncnf tUtutUUtt那么调幅波表示式为那么调幅波表示式为(6.4.7)非正弦实践调制信号的调幅波形非正弦实践调制信号的调幅波形(b)uAM(t)f (t)tt(a)包络未调制00 2) 调幅波的频谱 由前图c可知,调幅波不是一个简单的正弦波形。在单一频率的正弦信号的调制情况下,调幅波如式6.4.5所描画。将式6.4.5用三角公式展开,可得(6.4.8) 可见可见,单一频率信号调制的调幅波包含三个频率分单一频率信号调制的调幅波包含三个频率分量量, 由三个高频正弦波叠加而成由三个高频正弦波叠加而成. 调制信号的幅度及频调制信号的幅度及频率信息只含在边频分

24、量中率信息只含在边频分量中.tUmtUmtUtucCcCcCAM)cos(2)cos(2cos)( 单音调制时已调波的频谱 a调制信号频谱b载波信号频谱 cAM信号频谱U0F(a)fUc0(b)ffc10(c)ffcfc Ffc F2Fm/2m/2 语音信号及已调信号频谱 a语音频谱b已调信号频谱 振幅0(a)f / Hz3003 400振幅0(b)f / Hzfc 3 400fc 3 400fc 实践上的调制信号往往不是单纯的简谐波实践上的调制信号往往不是单纯的简谐波,而是有许多而是有许多频率成分组成的一个符合信号频率成分组成的一个符合信号. 因此其频谱是上下边带因此其频谱是上下边带. 频频

25、带宽度是最高频率的两倍带宽度是最高频率的两倍. 3调幅波的功率 调幅波加在负载两端,那么在负载电阻RL上耗费的载波功率为2222221221( )1(1cos)22(1cos)CCccLLAMcCLLcuUPdtRRutPdtUmtRRPmt(6.4.9) (6.4.10) 在负载电阻RL上,一个载波周期内调幅波耗费的功率为由此可见由此可见, P是调制信号的函数是调制信号的函数,是随时间变化的。是随时间变化的。 上、下边频的平均功率均为2221()2241(1)22CcLavcmUmPPRmPPdtP (6.4.11) (6.4.12)AM信号的平均功率信号的平均功率 side 由上式可以看出

26、,AM波的平均功率为载波功率与两个边带功率之和。而两个边频功率之和与载波功率的比值为边频功率 载波功率 22m(6.4.13) 同时可以得到调幅波的最大功率和最小功率,它们分别对应调制信号的最大值和最小值为2max2min(1)(1)ccPPmPPm(6.4.14) 由式(6.4.13)可知, 当m值减小时,边频功率所占的百分比更小.因此浪费能量. 这是普通调幅的缺陷。 普通调幅的优点是, 设备简单, 解调简单，占用频带窄, 多用于无线电广播系统中. 2. 双边带信号 在调制过程中,将载波抑制就构成了抑制载波双边带信号,简称双边带信号。它可用载波与调制信号相乘得到,其表示式为( )( )( )

27、( )cos( )cosDSBCDSBCccutkf t kf t uutkU U ttg tt在单一正弦信号在单一正弦信号u=Ucost调制时调制时,6.4.16 6.4.15 可见可见, 双边带调制同样能实现频谱搬移双边带调制同样能实现频谱搬移, DSB波的幅波的幅度随调制信号变化度随调制信号变化, 但包络不再反映调制信号的外形但包络不再反映调制信号的外形, 并并且已调信号的平均值为零且已调信号的平均值为零.DSB信号波形信号波形 u0(a)uCtuDSB(t)0t(b)(c)t001800U(t) U cost 3. 单边带信号 单边带SSB信号是由DSB信号经边带滤波器滤除一个边带或在

28、调制过程中,直接将一个边带抵消而成。单频调制时,uDSBt=kuuC。当取上边带时( )cos()( )cos()SSBcSSBcutUtutUt6.4.176.4.18取下边带时取下边带时 可见, SSB波的包络不能反映调制信号的变化幅度.单边带调幅信号的带宽与调制信号一样,是普通调幅和DSB带宽的一半. 因此, SSB不仅节省能量，而且节省带宽, 提高了频带的利用率, 有助于处理信道的拥堵问题. 在总功率相等的情况下, 接受端信噪比提高, 通讯间隔大大添加.单音调制的单音调制的SSB信号波形信号波形 uSSB(t)0tfc FU单边带调制时的频谱搬移单边带调制时的频谱搬移 0F(a)f0(

29、b)ffcfc F0(c)f 6.4.2 振幅调制电路 AM、DSB、SSB信号都有个共同项，即调制信号与载波信号的乘积。因此实现电路应包含乘机项。 1. AM调制电路 AM信号的产生可以采用高电平调制和低电平调制两种方式完成。目前,AM信号大都用于无线电广播,信号无须放大就可发送出去.因此多采用高电平调制方式。 1)高电平调制 高电平调制主要用于AM调制,这种调制是在高频功率放大器中进展的。通常分为基极调幅、集电极调幅以及集电极基极(或发射极)组合调幅。其根本任务原理就是利用某一极的直流电压来控制集电极高频电压的振幅。 集电极调幅电路集电极调幅电路 ucT1EcT2Ec0uuAMT3调制信号

30、调制信号调幅波输出调幅波输出载波载波集电极调幅的波形集电极调幅的波形 (a)t(b)ttttuCEc0 uEc000ic0ic10Ic10Ecu0t0Ic1Ec0临界欠压区过压区 基极调幅电路基极调幅电路 在小功率情况下，可采用基极调幅。为了让在小功率情况下，可采用基极调幅。为了让Eb控制控制Ic1,放大器应任务在欠压形状。电路简单，但放大器应任务在欠压形状。电路简单，但效率低，用于小功率、失真度要求较低的发射机中。效率低，用于小功率、失真度要求较低的发射机中。RLuC1C2ucC3C4C6C5EcR1LBCBLB1 基极调幅的波形基极调幅的波形 t0EbIc1Ebmin欠压区过压区Ic1ic

31、1ub00ttEb0EbmaxEbcr 2) 低电平调制 (1)二极管电路。用单二极管电路和平衡二极管电路作为调制电路,都可以完成AM信号的产生,如以下图为单二极管调制电路。当UCU时, 流过二极管的电流iD为 coscos22()()DDDDCcDDCcCcgggiUUtUtggUtUt (6.4.19) 输出输出H(jw) 对载波调谐对载波调谐, 最后输出频率分量为最后输出频率分量为 , 输出信号是输出信号是AM信号。信号。ccc, 单二极管调制电路及频谱 uuo(t)H(j)VDucuDiDi(a)0(b)fFfc2fc3fc (2) 利用模拟乘法器产生普通调幅波0(1)tanh()2b

32、AoeTuuiIEV(6.4.20) 假设将uC加至uA,u加到uB,那么有00135(1cos)tanh(cos)2(1cos)( )coscos3cos5oceTcccUUiIttEVImtxttt (6.4.21) 式中,m=U/Ee,x=UCVT。假设集电极滤波回路的中心频率为fc,带宽为2F,谐振阻抗为RL,那么经滤波后的输出电压01( )(1cos)cosoLcuI Rxmtt(6.4.22) 利用模拟乘法器产生利用模拟乘法器产生AM信号信号 MC1596G23610591 k1 k3.9 k3.9 k12 V0.1 FAM信号输出6.8 k5150 k750750ma值调节510

33、.1F60 mV载波调制信号uC(t)u(t)1 k0.1F51(b)4187300 mV(max)BG31415 V3.3 k3.3 k3 k8.3 k8.3 kYos微调Xos微调u(t)uC(t)10 k(调节ma值)5498126 10111214uo(t)调幅信号输出6.8 k0.1 F1 F Vcc(a)3137 2. DSB调制电路 1)二极管调制电路 单二极管电路只能产生AM信号,不能产生DSB信号。二极管平衡电路和二极管环形电路可以产生DSB信号。 2()22coscos()cos()22cos(3)cos(3)33LDcDDcDcDcDcig Kt ug Utg Utg U

34、tg Utg Ut (6.4.23) iL中包含F分量和(2n+1)fcF(n=0,1,2,)分量,假设输出滤波器的中心频率为fc,带宽为2F,谐振阻抗为RL,那么输出电压为 22cos()cos()4coscosoLDcLDcLDcuRg UtRg UtR gUtt(6.4.24) 二极管平衡调制电路 带通滤波器T1RLT2ucVD1VD2N2uD1uD2AN1N1OBN2ON1uN2uo(t) 二极管平衡调制器波形 i1 i2(a)i20t(b)(d)(c)uot00ti10tuD1uD2i2i100t uu 平衡调制器的一种实践线路 RLucVD12/5 pF0.01C1C2VD2C34

35、.7 pFR34747R2R22 kuT 为进一步减少组合分量,可采用双平衡调制器(环形调制器)。输出电流可表示为 442()2coscos3cos38cosLDcDccoLDcig Kt ugttUtuR g U tt(6.4.25) (6.4.26) 经滤波后,有 双平衡调制器电路及波形 T1RLT2iLucVD1VD2ui2VD3VD4i3i4u(a)(b)tttt0000uoiLiL1iL1i1 调制电压反向加于两桥的另一对角线上。假设忽略晶体管输入阻抗的影响,那么图中ua(t)为 1111( )()4( )coscosacdLocedRu tu KtRrRRu tUttR Rr 因晶

36、体管交流电流iC=ieie=ue(t)/Re,所以输出电压为(6.4.27) (6.4.28) 双桥构成的环形调制器 BR2R2AABL2L2uL2uCL3R1ua(t)Re EeRLLCf0 fcEcuo(t) 2) 差分对调制器差分对调制器 在单差分电路中在单差分电路中,将载波电压将载波电压uC加到线性通道加到线性通道,即即uB=uC,调制信号调制信号u加到非线性通道加到非线性通道,即即uA=u,那么双那么双端输出电流端输出电流io(t)为为13( )(1cos)tanh(cos)2(1cos)( )cos( )cos3oocTocUi tImttVImtxtxt (6.4.29) 式中,

37、I0=Ee/Re,m=UC/Ee,x=U/VT。经滤波后的输出电压uo(t)为 01( )( )coscoscoscosoLcocu tI R mxttUtt(6.4.30) 差分对差分对DSB调制器的波形调制器的波形 UCUC0 UC0uioioU0utuDSB(t)(a)(b)(c)tt00 双差分对电路的差动输出电流为 002( )tanh()tanh()221( )4ABoTToCTuui tIVVIi tu uV(6.4.31) (6.4.32) 假设U、UC均很小,上式可近似为 双差分对电路等效为一模拟乘法器双差分对电路等效为一模拟乘法器,不用加滤不用加滤波器就可得到波器就可得到D

38、SB信号信号.双差分调制器实践线路 12 V0.477501002.7 kW1100副载波12 V0.1250I5I6I1I2I3I4V4V3V2V1W21003 kV5aV5bV6bV6a1 kW33.9 kW415 k300300I012 V300300V7V8色差信号3 k2 k 3. SSB调制电路 SSB信号是将双边带信号滤除一个边带构成的。根据滤除方法的不同,SSB信号产生方法有好几种,主要有滤波法和移相法两种。 1) 滤波法 以下图是采用滤波法产生SSB的发射机框图。 滤波法产生SSB信号的框图 音 放F1第路话调制器上边带滤波器音 放F2第路话调制器上边带滤波器单边带信号产生器

39、fc F1fc F2频率合成器第 一混频器第 二混频器线性放大功放f1f2fc500 kHz 理想边带滤波器的衰减特性 阻带40通带阻带过滤带b/dB0fcfc Fminfc Fminfc Fmaxf 2) 移相法 移相法是利用移相网络,对载波和调制信号进展适当的相移,以便在相加过程中将其中的一个边带抵消而获得SSB信号。 移相法的优点是省去了边带滤波器,但要把无用边带完全抑制掉,必需满足以下两个条件: (1)两个调制器输出的振幅应完全一样 (2)移相网络必需对载频及调制信号均保证准确的2相移。移相法移相法SSB信号调制器信号调制器 平 衡调制器A /2平 衡调制器B /2f (t)f (t)

40、cos ctcosctsinctf (t)sin ctuSSB上边带下边带0F ()0cc0F ()j0cc移相法的另一种移相法的另一种SSB调制器调制器4545低 通高频功放SSB信号输出2224f0DECBA(a)tAtBtCtDtE(b)000006.5 调幅信号的解调调幅信号的解调 解调：从高频已调信号中恢复出调制信号的过程。 检波：对调幅波的解调过程。6.5.1 调幅解调的方法 振幅解调方法可分为包络检波和同步检波两大类。包络检波是指解调器输出电压与输入已调波的包络成正比的检波方法。由于AM信号的包络与调制信号成线性关系,因此包络检波只适用于AM波。其原理框图如下图。 包络检波的原理

41、框图包络检波的原理框图 ui非线性电路(器件)低 通滤波器u00fttf00F(a)(b)fc Ffcfc F同步解调器的框图同步解调器的框图 插入载波同步解调器低通滤波器uUcos (ctc)DSB信号SSB信号或ffc Ffcfc Fffc F00fF0 6.5.2 二极管峰值包络检波器二极管峰值包络检波器 1原理电路及任务原理原理电路及任务原理 以下图是二极管峰值包络检波器的原理电路。它以下图是二极管峰值包络检波器的原理电路。它是由输入回路、二极管是由输入回路、二极管VD和和RC低通滤波器组成。低通滤波器组成。 11cRRCC 式中,c为输入信号的载频,在超外差接纳机中那么为中频I为调制

42、频率。在理想情况下,RC网络的阻抗Z应为()0()cZZR 二极管峰值包络检波器(a)原理电路 (b)二极管导通 (c)二极管截止 uiCRVDuo(a)CRuoui(b)CR(c)uo参与等幅波时检波器的任务过程参与等幅波时检波器的任务过程 uCU1U2uiU3uCU4tUAUB0通断断通(a)(b)(c)t00 0tUouoiDUav 从这个过程可以得出以下几点从这个过程可以得出以下几点: (1)检波过程就是信号源经过二极管给电容充电与检波过程就是信号源经过二极管给电容充电与电容对电阻电容对电阻R放电的交替反复过程。放电的交替反复过程。 (2)由于由于RC时常数远大于输入电压载波周期时常数

43、远大于输入电压载波周期,放电放电慢慢,使得二极管负极永远处于正的较高的电位使得二极管负极永远处于正的较高的电位(由于输出由于输出电压接近于高频正弦波的峰值电压接近于高频正弦波的峰值,即即UoUm)。 (3)二极管电流二极管电流iD包含平均分量包含平均分量(此种情况为直流分此种情况为直流分量量)Iav及高频分量。及高频分量。 输入为输入为AM信号时检波器的输出波形图信号时检波器的输出波形图t0(a)(b)t0uC(t)Uo(t)包络检波器的输出电路包络检波器的输出电路 CRu(a)RgCgCRUdc(b)CR 2性能性能 1) 电压传输系数电压传输系数Kd 检波器电压传输系数检波器电压传输系数K

44、d或称为检波系数、检波效或称为检波系数、检波效率率,是用来描画检波器对输入已调信号的解调才干或效是用来描画检波器对输入已调信号的解调才干或效率的一个物理量。假设输入载波电压振幅为率的一个物理量。假设输入载波电压振幅为Um,输出输出直流电压为直流电压为Uo,那么那么Kd定义为定义为odmdCUKUUKmU(6.5.1) (6.5.2) 2) 输入电阻输入电阻Ri 检波器的输入阻抗包括输入电阻检波器的输入阻抗包括输入电阻Ri及输入电容及输入电容Ci,如以下图所示。输入电阻是输入载波电压的振幅如以下图所示。输入电阻是输入载波电压的振幅Um与与检波器电流的基频分量振幅检波器电流的基频分量振幅I1之比值

45、之比值,即即1miURI(6.5.3) 输入电阻是前级的负载,它直接并入输入回路,影响着回路的有效Q值及回路阻抗。(6.5.4) diKRR2 检波器的输入阻抗 CRisR0LC1ZiRiCi 3检波器的失真检波器的失真 1)惰性失真惰性失真 在二极管截止期间在二极管截止期间,电容电容C两端电压下降的速度取两端电压下降的速度取决于决于RC的时常数。电容的时常数。电容C上的电压不能及时放电而不上的电压不能及时放电而不能很快地随调幅波包络变化能很快地随调幅波包络变化. 惰性失真的波形 0uCtui 为了防止产生惰性失真为了防止产生惰性失真,必需在任何一个高频周期必需在任何一个高频周期内内,使电容使

46、电容C经过经过R放电的速度大于或等于包络的下降放电的速度大于或等于包络的下降速度速度,即即( )ouU ttt(6.5.5) 假设输入信号为单音调制的AM波,在t1时辰其包络的变化速度为11( )sint tmU tmUtt (6.5.6) 二极管停顿导通的瞬间二极管停顿导通的瞬间,电容两端电压电容两端电压uC近似为输近似为输入电压包络值入电压包络值,即即uC=Um(1+mcost)。从。从t1时辰开场经时辰开场经过过R放电的速度为放电的速度为1111111(1cos)sin11cost tt tRCRCCmu eUmt etRCRCmtAmt 将式(6.5.6)和式(6.5.7)代入式(6.

47、5.5),可得(6.5.8)(6.5.7) 实践上实践上,不同的不同的t1,U(t)和和Cu的下降速度不同的下降速度不同,为防止为防止产生惰性失真产生惰性失真,必需保证必需保证A值最大时值最大时,仍有仍有Amax1。故。故令令dadt1=0,得得122maxmaxmaxcos11tmmRCmmRCm 代入式(6.5.8),得出不失真条件如下:(6.5.9) (6.5.10)(6.5.11) 2) 底部切削失真底部切削失真 底部切削失真又称为负峰切削失真底部切削失真又称为负峰切削失真,是由于检波器是由于检波器的直流负载电阻的直流负载电阻R与交流负载电阻不相等与交流负载电阻不相等,且调幅度又且调幅

48、度又相当大而引起的。产生这种失真后相当大而引起的。产生这种失真后,输出电压的波形如输出电压的波形如以下图所示。这种失真是因检波器的交直流负载不同以下图所示。这种失真是因检波器的交直流负载不同引起的。引起的。 要防止底部切削失真要防止底部切削失真,应满足应满足(1)CCggRUmURRRRmRRR(6.5.12) (6.5.13) 底部切削失真 usCVDRRgCg(a)usutt00(b)(c)URUC 6.5.3 同步检波同步检波 主要用于对主要用于对DSB和和SSB信号进展解调信号进展解调(也可用于也可用于AM). 其特点是必需其特点是必需外加一个与载波同频同相的恢复载波信号外加一个与载波

49、同频同相的恢复载波信号. 外加载波信号电压参与同步检波器的方法有外加载波信号电压参与同步检波器的方法有:乘积型和叠加型乘积型和叠加型.1乘积型同步检波器乘积型同步检波器 设输入信号为设输入信号为DSB信号信号,即即us=Uscostcosct,本地恢复载波本地恢复载波ur=Urcos(rt+), 这两个信号相乘这两个信号相乘, (6.5.14) )cos(coscostttUUuurcrsrs)2cos(41coscos2111tUUttUUccc)2cos(411tUUcc 经低通滤波器的输出经低通滤波器的输出, 有有 由上式可以看出由上式可以看出,当恢复载波与发射载波同当恢复载波与发射载波

50、同频同相时频同相时,即即r=c,=0,那么那么 uo=Uocost 由于由于 与与 同频同相，乘积检波器成为同频同相，乘积检波器成为同步检波。因此，同步检波器可以无失真地将同步检波。因此，同步检波器可以无失真地将调制信号恢复出来。调制信号恢复出来。crtUUucocoscos211(6.5.15) (6.5.16) 几种乘积型解调器实践线路几种乘积型解调器实践线路 10 k2 k10 k10 k10 k10 k10 kC2C1载波输入7/15 pFT27/15 pFC4T1中频输入10 pF10 pFC3音频输出(a)220 pF(470 pF)220 pF(470 pF)0.01(0.005

51、) (0.005)0.014.7 k中频输入9 MHz(455kHz)载频输入500500500 H(2.5 mH)0.01(b)中频输入470 pFE47 k470 k100 k22 pF0.011 k载频0.011251 k0.014.7 k0.1u(c)0.0151f0 f1681 k1 k0.01输出1120023中频输入22000.01载频1.5 V0.0017100259 V(d)T112 V10 k10 k2 k2200 pF 2. 叠加型同步检波器叠加型同步检波器 叠加型同步检波是将叠加型同步检波是将DSB或或SSB信号插信号插入恢复载波入恢复载波,使之成为或近似为使之成为或近

52、似为AM信号信号,再利再利用包络检波器将调制信号恢复出来。对用包络检波器将调制信号恢复出来。对DSB信号而言信号而言,只需参与的恢复载波电压在数值上只需参与的恢复载波电压在数值上满足一定的关系满足一定的关系,就可得到一个不失真的就可得到一个不失真的AM波。以下图是一叠加型同步检波器原理电路。波。以下图是一叠加型同步检波器原理电路。 叠加型同步检波器原理电路叠加型同步检波器原理电路ususururCR设单频调制的单边带信号设单频调制的单边带信号(上边带上边带)为为 us=Uscos(c+)t=Uscostcosct-Ussintsinct 恢复载波为恢复载波为ur=Urcosrt=Urcosct

53、那么合成信号为那么合成信号为 us+ur=(Uscost+Ur)cosct-Ussintsinct =Um(t)cosct+(t) (6.5.17) 式中式中 22( )(cos)sin( )arctancosmrsssrsUtUUtUtUttUUt(6.5.18) (6.5.19) (6.5.20) 可见,合成信号的包络Um和相角 都遭到调制信号的控制. 由于包络检波器对相位不敏感,所以可以准确地检出包络的变化.式中经包络检波器后, 输出电压为:( )12cos(1cos)( )(1cos)mrrodmdrUtUmtUmtuK UtK Umt (6.5.21) 经隔直后经隔直后,就可以将调制

54、信号恢复出来就可以将调制信号恢复出来.6.6 变变 频频 6.3.1 混频的概述混频的概述 1混频器的功能混频器的功能 混频器是频谱线性搬移电路混频器是频谱线性搬移电路,是一个六端是一个六端网络。它有两个输入电压网络。它有两个输入电压,输入信号输入信号us和本地振和本地振荡信号荡信号uL,其任务频率分别为其任务频率分别为fc和和fL输出信号为输出信号为uI,称为中频信号称为中频信号,其频率是其频率是fc和和fL的差频或和频的差频或和频,称为中频称为中频fI,fI=fLfc(同时也可采用谐波的差同时也可采用谐波的差频或和频频或和频)。 混频器的功能表示图 混频器ffcfLfffIus( fc )

55、uI( fI )uL( fL )tt00000(a)(b) 三种频谱线性搬移功能 (a)调制(b)解调(c)混频 0000fffcfc00ff(a)(b)ff00(c)ffffcfcfLfI 2混频器的任务原理混频器的任务原理 设输入到设输入到 混频器中的输入已调信号混频器中的输入已调信号us和本振电压和本振电压uL分别为分别为 us=Uscostcosct uL=ULcosLt 这两个信号的乘积为这两个信号的乘积为111coscos1coscos()cos() 2coscossLsLLsLLcLcu uU UttU UtttuUtt(6.6.1) (6.6.2) (6.6.2)是经过带通滤波

56、器后的输出中频信号。是经过带通滤波器后的输出中频信号。 混频器的组成框图 带通滤波器usuouLuI(a)带通滤波器非线性器件uIuouL(b) 3混频器的主要性能目的混频器的主要性能目的 1) 变频增益变频增益 变频电压增益定义为变频器中频输出电压振幅变频电压增益定义为变频器中频输出电压振幅UI与高频输入信号电压振幅与高频输入信号电压振幅Us之比之比,即即1vcsUKU (6.6.3) 同样可定义变频功率增益为输出中频信号功率PI与输入高频信号功率Ps之比,即11120lg()10lg()pcsvcspcsPKPUKdBUUKdBU通常用分贝数表示变频增益通常用分贝数表示变频增益,有有(6.

57、6.4)(6.6.5)(6.6.6) 2) 噪声系数噪声系数 混频器的噪声系数混频器的噪声系数NF定义为定义为 FN输入信噪比(信号频率) 输出信噪比(中频频率) (6.6.7) 3) 失真与干扰失真与干扰 变频器的失真有频率失真和非线性失真。变频器的失真有频率失真和非线性失真。除此之外除此之外,还会产生各种非线性干扰还会产生各种非线性干扰,如组合频如组合频率、交叉调制和相互调制、阻塞和倒易混频等率、交叉调制和相互调制、阻塞和倒易混频等干扰。所以干扰。所以,对混频器不仅要求频率特性好对混频器不仅要求频率特性好,而而且还要求变频器任务在非线性不太严重的区域且还要求变频器任务在非线性不太严重的区域

58、,使之既能完成频率变换使之既能完成频率变换,又能抑制各种干扰。又能抑制各种干扰。 4)变频紧缩变频紧缩(抑制抑制) 在混频器中在混频器中,输出与输入信号幅度应成线性关系。实输出与输入信号幅度应成线性关系。实践上践上,由于非线性器件的限制由于非线性器件的限制,当输入信号添加到一定程当输入信号添加到一定程度时度时,中频输出信号的幅度与输入不再成线性关系中频输出信号的幅度与输入不再成线性关系,如以如以下图所示。下图所示。 混频器输入、输出电平的关系曲线 中频输出电平/dB3dB3dB压缩电 平输入电平/dB 5) 选择性选择性 混频器的中频输出应该只需所要接纳的有用信号混频器的中频输出应该只需所要接

59、纳的有用信号(反映为中频反映为中频,即即fI=fL-fc),而不应该有其它不需求的干扰而不应该有其它不需求的干扰信号。但在混频器的输出中信号。但在混频器的输出中,由于各种缘由由于各种缘由,总会混杂很总会混杂很多与中频频率接近的干扰信号。多与中频频率接近的干扰信号。 为了抑制不需求的干扰为了抑制不需求的干扰, 就要求中频输出回路有良就要求中频输出回路有良好的选择性好的选择性, 即回路有较理想的谐振曲线矩形系数接即回路有较理想的谐振曲线矩形系数接近于近于1). 6.6.2 混频电路混频电路 1晶体三极管混频器晶体三极管混频器 晶体三极管混频器原理电路晶体三极管混频器原理电路 f0 fIEcEbuL

60、usic00012( )( )( )(coscos2)CcmscmmLmLsiItgt uItggtgtu(6.6.8) 经集电极谐振回路滤波后经集电极谐振回路滤波后,得到中频电流得到中频电流iI111111111cos()cos22coscosmsLcmsCsig Utg Utg UtIt (6.6.9) 集电极电流为集电极电流为 收音机用典型变频器线路(a)中波AM收音机的变频电路 (b)FM收音机变频电路 2二极管混频电路二极管混频电路 在高质量通讯设备中以及任务频率较高时在高质量通讯设备中以及任务频率较高时,常运用常运用二极管平衡混频器或环形混频器。其优点是噪声低、二极管平衡混频器或环