第七章 振幅调制与解调

1、Chapter7 振幅调制与解调振幅调制与解调(1)调制：调制：用调制信号去控制载波信号的某一个参量的过程用调制信号去控制载波信号的某一个参量的过程。 定义：定义：信号信号 载波信号：（等幅）高频振荡信号载波信号：（等幅）高频振荡信号 正弦波正弦波 方波方波 三角波三角波 )cos( tUuccc锯齿波锯齿波调制信号：调制信号：需要传输的信号需要传输的信号（原始信号）（原始信号）语言语言图像图像 tUu cos密码密码已调信号（已调波）：经过调制后的高频信号（已调信号（已调波）：经过调制后的高频信号（射频信号射频信号）振幅调制振幅调制解调（检波解调（检波)混频（变频）混频（变频）属于属于 频谱

2、线性搬移电路频谱线性搬移电路 (2)解调：解调：调制的逆过程调制的逆过程，即从已调波中恢复原调制信号的过程。，即从已调波中恢复原调制信号的过程。71. 1概述概述非线性器 件主振带通f0, 2Fmax调制信号f0ff0fmaxf02f0ff0f(a)调幅原理调幅原理中放来非线性器 件低通Fmax到功放0Fmaxf0fFmaxf12f1f1f(c)检波原理检波原理非线性器 件本振带通fi, 2Fmax高放f0f到中放fi=fO-fSfSffiffif(b)混频原理混频原理频谱搬移电路的特性频谱搬移电路的特性非线性电路具有频率变换的功能，即通过非线非线性电路具有频率变换的功能，即通过非线性器件相乘

3、的作用产生与输入信号波形的频率不同性器件相乘的作用产生与输入信号波形的频率不同的信号。的信号。当频率变换前后，信号的频谱结构不变，只是当频率变换前后，信号的频谱结构不变，只是将信号频谱无失真的在频率轴上搬移，则称之为线将信号频谱无失真的在频率轴上搬移，则称之为线性频率变换，具有这种特性的电路称之为频谱搬移性频率变换，具有这种特性的电路称之为频谱搬移电路。电路。7.1.2频谱搬移电路的特性频谱搬移电路的特性2)从频谱结构看，上述频率变换电路都只是对输入信号从频谱结构看，上述频率变换电路都只是对输入信号频谱实行横向搬移而不改变原来的谱结构，因而都属于频谱实行横向搬移而不改变原来的谱结构，因而都属于

4、所谓的线性频率变换。所谓的线性频率变换。1)它们的实现框图几乎是相同的，都是利用非线性器件它们的实现框图几乎是相同的，都是利用非线性器件对输入信号频谱实行变换以产生新的有用频率成分后，对输入信号频谱实行变换以产生新的有用频率成分后，滤除无用频率分量。滤除无用频率分量。3)频谱的横向平移从时域角度看相当于输入信号与一个频谱的横向平移从时域角度看相当于输入信号与一个参考正弦信号相乘，而平移的距离由此参考信号的频率参考正弦信号相乘，而平移的距离由此参考信号的频率决定，它们可以用乘法电路实现。决定，它们可以用乘法电路实现。频谱搬移电路的特性频谱搬移电路的特性将要传送的信息装载到某一高频将要传送的信息装

5、载到某一高频载频信号上去的过程。载频信号上去的过程。高频振荡高频放大话筒声音缓冲发射 天线倍频调制音频放大1.1.定义定义: :7.1.37.1.3振幅调制原理振幅调制原理调制2.调制的方式和分类调制的方式和分类调幅调幅调相调相调制调制连续波调制连续波调制脉冲波调制脉冲波调制脉宽调制脉宽调制PWM脉冲调幅脉冲调幅PAM编码调制编码调制PCM 调频调频脉位调制脉位调制PPM调制可分为连续波调制和脉冲调制。调制可分为连续波调制和脉冲调制。3. 3. 调制的原因调制的原因4从切实可行的天线出发；从切实可行的天线出发；音频信号音频信号:20Hz20kHz波长：波长：1515000km天线长度天线长度:

6、3.753750km为使天线能有效地发送和接收电磁波，天线的几何为使天线能有效地发送和接收电磁波，天线的几何尺寸必须和信号波长相比拟，一般不宜短于尺寸必须和信号波长相比拟，一般不宜短于14波长。波长。4便于不同电台相同频段基带信号的同时接收便于不同电台相同频段基带信号的同时接收；频谱搬移频谱搬移1c2c3. 3. 调制的原因调制的原因4可实现的回路带宽；可实现的回路带宽；基带信号特点：频率变化范围很大。基带信号特点：频率变化范围很大。高频窄带信号高频窄带信号频谱搬移频谱搬移低频（音频）低频（音频）:20Hz20kHz1000minmaxff高频（射频）高频（射频）:3minmaxffAM广播信

7、号广播信号: 535kHz1605kHz，BW=20kHz5011000200kkfBW210200kkfBW2020k10k1000k100klowhigh3. 3. 调制的原因调制的原因4.调幅的方法调幅的方法平方律调幅平方律调幅斩波调幅斩波调幅调幅方法调幅方法低电平调幅低电平调幅高电平调幅高电平调幅集电极调幅集电极调幅基极调幅基极调幅发射极调幅发射极调幅多重调制多重调制平衡调幅平衡调幅环型调幅环型调幅7.2.1. 7.2.1. 普通调幅波的数学表示式普通调幅波的数学表示式首先讨论单音调制的调幅波。首先讨论单音调制的调幅波。载波信号：载波信号： tVv000cos 调制信号：调制信号： t

8、Vv cos调调幅信号（已调波）：幅信号（已调波）： tcos)t(Vv0mAM 由于调由于调幅信号的振幅与调制信号成线性关系，即有：幅信号的振幅与调制信号成线性关系，即有： tVkVtVam cos)(0，式中，式中 ak为比例常数为比例常数 即：即： )tcosm1(V)tcosVVk1(V)t(Va00a0m 式中式中ma为调制度，为调制度，0aaVVkm 表示调制深度的量表示调制深度的量,0m,UCU，二极管VD1和VD2的伏安特性相同，均为从原点出发，斜率为gD的直线。 （1）试问哪些电路能实现双边带调制？ （2）在能够实现双边带调制的电路中，试分析其输出电流的频率分量。 12120

9、()()()()()()44coscos3.coscos3cos()cos()211cos(3)cos(3).33LaLbDccDccDccDccccccDcciiiiiig Kt uug Ktuug Kt uugttUtUtttg Utt 22221cos2cos4.33Dcg Utt 12()()()()()()()()()44coscos3.coscos3cos()cos()21cos(33LcDccDccDccDcccDcDcDccDccccDiiig Kt uug KtuugKtKtugKtKtug Kt ug ugttUtg Utttg U cos1)cos(3).3Dccccg

10、Uttt 12()()()()2()1222coscos3.cos23LdDccDccDccDcccciiig Ktuug Ktuug Kt ugttUt 所以，（b）和（c）能实现DSB调幅而且在（b）中，包含了c的奇次谐波与的和频与差频分量，以及c的偶次谐波分量。在（c）中，包含了c的奇次谐波与的和频与差频分量，以及c的基频分量。调节直流电压调节直流电压V VDCDC的大小，可以改变调幅系数的大小，可以改变调幅系数m ma a的值。的值。 ) t () t (k) t (210vvv t )cos(t )cos(VkV21tcostcosVkV) t (000000v)(tV) t (V0

11、) tcosVV( tcoskV) t (DC000vtVkVtVkVtVkVmDC)cos(21)cos(21cos000000模拟相乘器的输出电压与输入电压的关系为模拟相乘器的输出电压与输入电压的关系为如果如果v v1 1(t)(t)为高频载波为高频载波 ，v v2 2(t)(t)为低频调制信号为低频调制信号则输出电压则输出电压如果在调制信号如果在调制信号v v2 2(t)(t)上叠加一直流电压，则可以得到普通调幅信号的输出上叠加一直流电压，则可以得到普通调幅信号的输出抑制载波的双边带调幅信号。抑制载波的双边带调幅信号。7.5.模拟相乘器调幅电路模拟相乘器调幅电路(1)普通调幅电路普通调幅

12、电路+15V10k5.1kvovcvxosv48912BG314C带通滤波器V+voutL用BG314实现普通调幅 ) t (v叠加在调制信号叠加在调制信号上的直流电压上的直流电压V V0 0是通过电源电压是通过电源电压(+15V)(+15V)和电和电阻阻(10k(10k ) )、可变电阻、可变电阻(5.1k(5.1k ) )获得的。调节可变电阻即可改变获得的。调节可变电阻即可改变m ma a值，值，应使应使m ma a1 max，上、下边带之间的距离很近，要想通过，上、下边带之间的距离很近，要想通过一个边带而滤除另一个边带，就对滤波器提出了严格的要求。一个边带而滤除另一个边带，就对滤波器提出

13、了严格的要求。FBM1音频1BM22BM33强放f2+f1+Ff1Ff1+Ff2(f1+F)f2(f2+f1+F)OSC1OSC2OSC3f1f0+Ff1+f2+f3+F=f0+Ff2f3实际滤波器法单边带发射机方框图实际滤波器法单边带发射机方框图必须强调指出，提高单边带的载波频率决不能用倍频的必须强调指出，提高单边带的载波频率决不能用倍频的方法。因为倍频后，音频频率也跟着成倍增加，使原方法。因为倍频后，音频频率也跟着成倍增加，使原来的调制信号变了样，产生严重的失真。这是绝对不允来的调制信号变了样，产生严重的失真。这是绝对不允许的。许的。问题：问题：为什么不用倍频的方法来提高单边带的载波频率为

14、什么不用倍频的方法来提高单边带的载波频率? 低放 环形 调幅器 上边带滤波器 0.33kHz 语言信号 I路 I 100kHz 100kHz 相加 网络 环形 调幅器 LC 滤波器 平衡 调幅器 LC 滤波器 强放 I 100.3 103 97 99.7 kHz 100kHz 环形 调幅器 低放 语言信号 II路 下边带 滤波器 100kHz II I II 100kHz 频率 合成器 下边带 353kHz 706kHz 1412kHz 17533253kHz 36066606kHz 731213312kHz 100kHz kHz II I I II II I 253 353 453 253k

15、Hz 1500kHz 1.53MHz (间 隔1kHz) 36MHz (间 隔2kHz) 612MHz (间 隔4kHz) II 0.33kHz I II (2)相移法相移法相移法是利用移相的方法，消去不需要的边带。如图所示相移法是利用移相的方法，消去不需要的边带。如图所示 调制信号 V0sint 调制信号 90移相网络 载波 90 移相网络 平 衡 调幅器 A 平 衡 调幅器 B V0cos0t v 2=Vcostcos0t V0sin0t V1=Vsintsin0t 合 并 网 络 v3 单边带 输 出 载 波 振荡器 V0cost 相移法单边带调制器方框图相移法单边带调制器方框图图中两个

16、平衡调幅器的调图中两个平衡调幅器的调制信号电压和载波电压都是制信号电压和载波电压都是互相移相互相移相90。)tcos()tVcos(0021 sinsin01ttVv)cos()cos(21 coscos0002ttVttVv因此，输出电压为因此，输出电压为t )cos(KV)(K0213vvv这种方法原则上能把相距很近的两个边频带这种方法原则上能把相距很近的两个边频带分开，而不需要多次重复调制和复杂的滤波器。分开，而不需要多次重复调制和复杂的滤波器。但这种方法要求调制信号的移相网络和载但这种方法要求调制信号的移相网络和载波的移相网络在整个频带范围内，都要准确地波的移相网络在整个频带范围内，都

17、要准确地移相移相90。这一点在实际上是很难做到的。这一点在实际上是很难做到的。(3)修正的移相滤波法修正的移相滤波法 BM1 v1= vv 低通 滤波器 BM3 90移相 网络 v=cos1t BM2 低通 滤波器 BM4 v2= vv v=sin1t 音频 振荡器 BM-平衡调幅器 音频输入 V(t)=sint 90移相 网络 v0=cos2t v0=sin2t 载波 振荡器 合并 网络 v3v4 SSB输出 v1=sint sin1t v1=cos(1)t v3= v0v2 =sin2t cos(1-)t v2=sint cos1t v2=sin(1)t v4=v0 v2=cos2t si

18、n(1)t 这种方法所需要的这种方法所需要的90移相网络工作于固定频率移相网络工作于固定频率 1与与 2，因此制造和维护都比较简单。它特别适用于小型轻便，因此制造和维护都比较简单。它特别适用于小型轻便设备，是一种有发展前途的方法。设备，是一种有发展前途的方法。t )sin(12高电平调幅电路能同时实现调制和功率放大，即用调高电平调幅电路能同时实现调制和功率放大，即用调制信号制信号v去控制谐振功率放大器的输出信号的幅度去控制谐振功率放大器的输出信号的幅度Vcm来实来实现调幅的。现调幅的。VCC对工作状态的影响对工作状态的影响过压欠压0临界VCC1cmI0cIcmV欠压过压0临界Vbm1cmI0c

19、IBZBBbmVVVcmVVbm对工作状态的影响对工作状态的影响7.8高电平调幅电路高电平调幅电路根据调制信号控制方式的不同，对晶体管而言，高电根据调制信号控制方式的不同，对晶体管而言，高电平调幅又可分为基极调幅和集电极调幅。平调幅又可分为基极调幅和集电极调幅。高电平调幅电路需要兼顾输出功率、效率和调制线性高电平调幅电路需要兼顾输出功率、效率和调制线性的要求。最常用的方法是对功放的供电电压进行调制。的要求。最常用的方法是对功放的供电电压进行调制。1.集电极调幅电路集电极调幅电路 vb(t) + + VcT + VBB + Vc(t) + vCE vBE + L C vc v + 集电极调幅电路

20、集电极调幅电路调制信号调制信号经低频变经低频变压器加在集电极上，并与直流压器加在集电极上，并与直流电源电压电源电压VcT相串馈。相串馈。高频载波高频载波v0(t)=v0经高频变压器加在基极回路中。经高频变压器加在基极回路中。tcosvvtocosiC iC1 ) t (v ccV临临界界 过压过压 欠压欠压 VCC（t） 集电极调幅应工作在过压区集电极调幅应工作在过压区v vceceiCv vceceiCoebtVBvItebo(a) 基 极 电 压oVcVcttVcVcvc(b) 集 电 极 电 源 电 压 VCootiootIcic(c) 集 电 极 电 流 icictoto(d) 回 路

21、 电 压 vc(或 电 流 ik)toecVcTtoec(e) 集 电 极 一 发 射 极 之 间 的 电 位 差vcvcoiBtoiBt(f) 基 极 电 流 iB集电极调幅电路波形图集电极调幅电路波形图 集集电电极极调调幅幅应应工工作作在在过过压压区区集电极调幅在调制信号一周期内的各平均功率为：集电极调幅在调制信号一周期内的各平均功率为：1)集电极有效电源电压集电极有效电源电压Vc(t)供给被调放大器的总平均功率供给被调放大器的总平均功率)m211(PP2aTav2)集电极直流电源集电极直流电源VcT所供给的平均功率则为所供给的平均功率则为COTCTTIVPP3)调制信号源调制信号源Vc

22、供给的平均功率供给的平均功率COTCT2aavcIV2mPPP4)平均输出功率平均输出功率)m211 (PP2aT0oav5)集电极平均耗散功率集电极平均耗散功率2c211aCTavmPP输出信号为输出信号为: : Vc(t)=Vc(t)cos0t=VcT + v1cost cos 0tCTaVVm)cos1(costmVtUVVacTmcTcc00(1cos).(643)ccTaIImt11(1cos).(644)c mc TaIImt当 时， 在调制信号（音频）一周内的电流与功率的平均值1()21(1cos) ().(654)2coavcocoTacoTII dtImt dtIccV201

23、()(1).(653)22aavcccTmPV I dtPcTV0.(6 55)TcT c TP PV I( )ut2.(656)2aavTmPPPP由集电极有效电源电压供给被调放大器的总平均功率为 式中，有集电极直流电源所供给的平均功率则为 由调制信号源所供给的平均功率为20(1).(657)2aavoTmPP2(1).(658)2acavavoavcTmPPPP().(659)oavcavcTavPP常数在调制一周内平均输出功率为 在调制信号一周内平均集电极损耗功率为 在调制信号一周内平均集电极效率为2(1)2amcTV( )utcTVTP( )utP2(1)2amcMcavpp( )ut

24、( )ut综上所述，可得出如下几点结论：（1） 调制信号一周内平均功率都是载波状态对应功率的（2） 总输入功率分别由 和所供给，供给用以产生载波功率的直流功率则供给用以产生边带功率的平均输入功率（3） 集电极平均损耗功率等于在波点的损耗功率的倍。应根据这一平均损耗功率来选择晶体管，以使（4） 在调制过程中，效率不变，这样可保证集电极调幅电路处于高效率下工作。（5） 因为调制信号源需要提供输入功率，故调制信号源一定要是功率源。大功率集电极调幅就需要大功率的调制信号源，这是集电极调幅的主要缺点。 倍。2.基极调幅电路基极调幅电路 C vb(t) Vcc + L + VBT vb + + + VB(

25、t) Vcc vc(t) 基极调幅电路基极调幅电路与集电极调幅电与集电极调幅电路同样的分析，可以路同样的分析，可以认为认为VB(t)=VBT+v (t)是放大器的基极等效是放大器的基极等效低频供电电源。低频供电电源。因为因为VB(t)随调制信号随调制信号v (t)变化，如果要求放大器的输变化，如果要求放大器的输出电压也随调制信号变化，则应使输出电压随出电压也随调制信号变化，则应使输出电压随VB(t)变化。变化。放大器应工作在欠压区，保证输出回路中的基波电流放大器应工作在欠压区，保证输出回路中的基波电流Ic1m、输出电压、输出电压Vc(t)按基极供电电压按基极供电电压VBT(t)变化，从而实现变

26、化，从而实现输出电压随调制电压变化的调幅。输出电压随调制电压变化的调幅。)t (v )t(vccic vAM（t）临界临界 过压过压 欠压欠压 VBB(t) 基极调幅电路应工作在欠压区基极调幅电路应工作在欠压区V VBEBEV VCECE( )cosmutUt0011cos(1cos)(1cos)660(1cos)bbbTmbTacc Tac mc TaVVUtVmtIImtIImt /mbTamUV设在调制电压变化范围内，Ic1m,Ic0与Vbb的关系是线形的，且调制信号为,则其中11( )0,bbbTcocoTc mc Tu tVVIIII. 6 61cc coTTPV I211. 662

27、2oTc TpPIR. 663cTToTPPP/. 664cToTTPP在载波状时，则载波状态的功率与效率:直流电源输入功率载波输出功率集电极损耗功率集电极效率cos1t 0011(1)(1) . 665(1)bbbTaccTacmc TaVVmIImIImmax(1) .(6 66)TaPPm2max(1) .(6 67)ooTaPPm在调制波峰处，则直流电源输入功率高频输出功率集电极效率01().(669)2avcccTPVIdtP20(1).(670)2aavoTmPP().(671)cavavoavcTPPPP2(1). 6722cTcTam在调制信号一周内，平均输入功率平均输出功率集

28、电极平均损耗功率集电极平均效率ca vcTPPc Tc MPP由以上的讨论可知，基极调幅电路的特点是：1必须工作在欠压状态下；2载波功率和边频功率都由直流电源Vcc提供;3调制过程中效率是变化的；4，选取晶体管时应按照的条件选取。 7.9.1概述概述振幅解调振幅解调(又称检波又称检波)是振幅调制的逆过程。它的作用是是振幅调制的逆过程。它的作用是从已调制的高频振荡中恢复出原来的调制信号。从已调制的高频振荡中恢复出原来的调制信号。从频谱上看，检波就是将幅度调制波中的边带信号不失从频谱上看，检波就是将幅度调制波中的边带信号不失真地从载波频率附近搬移到零频率附近真地从载波频率附近搬移到零频率附近,因此

29、因此,检波器也属于检波器也属于频谱搬移电路。频谱搬移电路。7.9振幅解调振幅解调(检波检波)原理与电路原理与电路中放来非线性器 件低通 Fmax到功放0Fmaxf0fFmaxf12f1f1f非线性非线性电路电路低通低通滤滤波器波器 从已调波中检出包络信息从已调波中检出包络信息，只适用于，只适用于AM信号信号 输入输入AM信号信号检出包络信息检出包络信息检波器的组成应包括三部分，高频已调信号源，非线性器件，检波器的组成应包括三部分，高频已调信号源，非线性器件，RCRC低通滤波器。其如下图所示低通滤波器。其如下图所示 解调输出 载波信号 v0(t)=cos0t v(t) 调幅信号 vs(t) 低

30、通 滤波器 包络检波包络检波同步检波同步检波检波器分类检波器分类: :平方率检波平方率检波峰值包络检波峰值包络检波平均包络检波平均包络检波 中放来 非线性 器 件 低通 Fmax 到低放 高频 信号源 载波被抑制的已调波解调原理载波被抑制的已调波解调原理解调普通调幅波组成原理框图解调普通调幅波组成原理框图 输入电压为输入电压为v1，输出电压为，输出电压为v2，则检波前后的波形如图所示，则检波前后的波形如图所示，输出电压输出电压v2是已恢复的原调制信号。是已恢复的原调制信号。 检波器 v1 v2 v1 t t t 输入高频等幅波 则输出是直流电压 输入信号是调幅波 输出为原调制信号 输入脉冲调制

31、波 输出为脉冲信号 vo t t t 检波前后的波形图 串联式二极管（大信号）包络检波器如图串联式二极管（大信号）包络检波器如图(a)(a)所示。图所示。图中的中的R RL L、C C为二极管检波器的负载，同时也起低通滤波器为二极管检波器的负载，同时也起低通滤波器作用。一般要求检波器的输入信号大于作用。一般要求检波器的输入信号大于0.5V0.5V，所以称为大，所以称为大信号检波器。信号检波器。 二极管（大信号）峰值包络检波器二极管（大信号）峰值包络检波器C+vRL+充电放电(a)iDviC+vRL(b)vcvi+ RLC电路：电路：二是作为检波器的负载，在其两端输出已恢复的调制信二是作为检波器

32、的负载，在其两端输出已恢复的调制信号号 一是起高频滤波作用。一是起高频滤波作用。故必须满足故必须满足LoRc1LmaxRC1及及 1. 工作原理工作原理串联型二极管包络检波器的物理过程如图所示。串联型二极管包络检波器的物理过程如图所示。 大信号的检波的原理大信号的检波的原理: :主要是利用二极管的单向导电特性和主要是利用二极管的单向导电特性和检波负载检波负载RCRC的充放电过程来完成调制信号的提取。的充放电过程来完成调制信号的提取。 o vi t vc t1 t2 C + + v RL + + 充电 放电 i D vi vc Cc 用分析高频功放的折线近似分析法分析用分析高频功放的折线近似分析

33、法分析v Di D-vC V im bmBZBBcVVVcosiBZCcVVV cosid= = S(vd-VBZ)VdVBZ0VdRd时，时，0，cos1。即检波效率。即检波效率Kd接近接近于于1，这是包络检波的主要优点。，这是包络检波的主要优点。cos iaVmV2)等效输入电阻等效输入电阻Rid Vim-输入高频电压的振幅输入高频电压的振幅Iim-输入高频电流的的基波振幅输入高频电流的的基波振幅由于二极管输入电阻的影响，使输入谐振回路的由于二极管输入电阻的影响，使输入谐振回路的Q值降值降低，消耗一些高频功率。这是二极管检波器的主要缺点。低，消耗一些高频功率。这是二极管检波器的主要缺点。d

34、imdimimimidKRRVKVIVR2/22/RRid 即大信号二极管的输入电阻约等于负载电阻的一半。即大信号二极管的输入电阻约等于负载电阻的一半。通常通常1Kd因此因此0ddimI2) t(d1) t(tdcos1Iii负载负载R R两端的平均电压为两端的平均电压为K Kd dV Vimim，因此平均电流，因此平均电流 R/VKIimd0等效输入电阻等效输入电阻Rid 如果忽略二极管导通电阻上的损耗功率，则由能量守恒的如果忽略二极管导通电阻上的损耗功率，则由能量守恒的原则，输入到检波器的高频功率，应全部转换为输出端负载电原则，输入到检波器的高频功率，应全部转换为输出端负载电阻上消耗的功率

35、（注意为直流）阻上消耗的功率（注意为直流）LiimRVRV20220VVimLiRR21即有即有，而，而Vo.72 0imidimURI.(721)(sincos )idDRg1max1( )(sin cos ).(7 15)DimmDg UIi tan.(7 18)Dg R. 723sincosidtgRR. 723sincosidtgRR222.(7-24)2mCididUURRRR3) 3) 失真失真 产生的失真主要有：产生的失真主要有： 惰性失真；惰性失真； 负峰切割失真；负峰切割失真； 非线性失真；频率失真。非线性失真；频率失真。 如果检波电路的时间常数如果检波电路的时间常数RCRC

36、太大，当调幅波包络朝较低太大，当调幅波包络朝较低值变化时，电容上的电荷来值变化时，电容上的电荷来不及释放以跟踪其变化，所不及释放以跟踪其变化，所造成的失真称作造成的失真称作惰性失真惰性失真。 惰性失真惰性失真( (对角线切割失真对角线切割失真) )ovitvct1t2惰性失真惰性失真原因原因:由于负载电阻由于负载电阻R与负载电与负载电容容C的时间常数的时间常数RC太大所引起的。太大所引起的。这时电容这时电容C上的电荷不能很快地上的电荷不能很快地随调幅波包络变化随调幅波包络变化,从而产生失真。从而产生失真。不产生失真的条件不产生失真的条件:为了防止惰性失真，只要适当选择为了防止惰性失真，只要适当

37、选择RC的的数值，使检波器能跟上高频信号电压包络的变化就行了。数值，使检波器能跟上高频信号电压包络的变化就行了。 也就是要求也就是要求dtdcvdtVdi 或写成或写成 a2amaxmm1RC在工程上可按在工程上可按 maxRC1.5计算。计算。现象现象:tVmdtVdimaisintmVVicos1aom调幅波包络调幅波包络包络变化率包络变化率RCtCitt)()(CCCddvv电容放电电容放电( )sin( )/1. 7351cosoaadutRCmtdU tAdtdtmts. 7 36acotm 21. 737aamRCm令 为避免产生惰性失真，须保证A值最大时,仍有Amax1。故令dA

38、dt=0,求得A值最大时， 代入式,得出不失真条件如下: . 73 2oooud u CiRd t(1cos)coimaUUUmt(1cos). 734oomaduuUmtdtRCRC电容两端电压近似为输入电压包络值,即.负峰切割失真负峰切割失真( (底部切割失真底部切割失真) )检波器输出常用隔直流电容检波器输出常用隔直流电容Cc与下级耦合，如图所示。与下级耦合，如图所示。Rg代代表下级电路的输入电阻。表下级电路的输入电阻。+vC+RRgVCCcviD考虑了耦合电容考虑了耦合电容Cc和低放和低放输入电阻输入电阻Rg后的检波电路后的检波电路为了有效地传送低频信号，要求为了有效地传送低频信号，要

39、求gcRC1在检波过程中，在检波过程中，Cc两端建立了直流电压经电阻两端建立了直流电压经电阻R和和Rg分压，在分压，在R上得到的直流电压为：上得到的直流电压为：imgRVRRRV隔直电容隔直电容CcCc数值很大，可认为它对调制频率数值很大，可认为它对调制频率交流短路，交流短路，电路达到稳态时，其两端电压电路达到稳态时，其两端电压V VC CV Vimim。Vim（1-m） Vim ttmVvoimi cos)cos1( VR )tcosm1(Vim ttmVvoimi cos)cos1( ttmVvoimi cos)cos1( )tcosm1(Vim )tcosm1(Vim VR VR VR

40、VR VR 负峰切割失真的现象负峰切割失真的现象对于二极管来说，对于二极管来说，VR是反是反偏压，它有可能阻止二极管导偏压，它有可能阻止二极管导通，从而产生失真。通，从而产生失真。VimOvVRmaVim负峰切割失真波形负峰切割失真波形为了避免底部切割失真，为了避免底部切割失真，调幅波的最小幅度调幅波的最小幅度Vim(1ma)必须大于必须大于VR,imgaimVRRR)m1 (VRRRR/RRRRmggga即：即：现象现象:原因原因:不产生失真的条件不产生失真的条件:Vim(1ma)imgRVRRRV21R10151R 680 10k R4 C3 20 82k R3 6V 中放级 中放末线回路

41、 至低放 D 2AP9 5100p C1 R1 C2 R2 4.7k Cd + 30 5100p R5 C4 C5 实际电路中，为防止出现负峰切割失真，常采用分负载方法，实际电路中，为防止出现负峰切割失真，常采用分负载方法，即将即将R R分为分为R R1 1和和R R2 2两部分，如图所示，通常选用两部分，如图所示，通常选用 D D选用点接触型锗二极管选用点接触型锗二极管2AP92AP9（R RD D 100100 ），），R R1=6801=680 ，R R2=4.7k2=4.7k R R4 4C C3 3构成低通滤波器。构成低通滤波器。C C3 3上仅有直流电压，它与输入载波成正比，上仅有

42、直流电压，它与输入载波成正比，并加到中放级的基极作为偏压，以便自动控制该级增益。如果输入信并加到中放级的基极作为偏压，以便自动控制该级增益。如果输入信号强，号强，C C3 3上直流电压大，则加到放大管偏压大，增益下降，使检波器上直流电压大，则加到放大管偏压大，增益下降，使检波器输出电压下降。输出电压下降。为了更好地滤波，也将负载为了更好地滤波，也将负载电容分成电容分成C C1 1和和C C2 2两部分。两部分。 非线性失真非线性失真 频率失真频率失真这种失真是由于耦合电容这种失真是由于耦合电容C Cc c和滤波电容和滤波电容C C所引起的。所引起的。Cc的存在主要影响检波的下限频率的存在主要影

43、响检波的下限频率 min。为使频率为为使频率为 min时，时，Cc上的电压降不大，不产生频率失真，上的电压降不大，不产生频率失真，必须满足下列条件：必须满足下列条件：gcminRC1gmincR1C或或电容电容C的容抗应在上限频率的容抗应在上限频率 max时，不产生旁路作用，即它时，不产生旁路作用，即它应满足下列条件：应满足下列条件：RC1max或或RCmax1一般一般Cc约为几约为几 F，C约为约为0.01 F。这种失真是由检波二极管伏安特性曲线的非线性所引起的。这种失真是由检波二极管伏安特性曲线的非线性所引起的。 用失真系数用失真系数K Kf f表示表示. .+vC+RRgVCCcviD例

44、例: :二极管包络检波器如图所示。现要求检波器的等效输入电阻二极管包络检波器如图所示。现要求检波器的等效输入电阻R Ridid5k5k 时，不产生惰性失真和负峰切割失真。选择检波器的各元件参数值。时，不产生惰性失真和负峰切割失真。选择检波器的各元件参数值。 （设调制信号频率（设调制信号频率F F为为3003000Hz3003000Hz；信号中的载频为；信号中的载频为465 kHz465 kHz；二极管的正向导通；二极管的正向导通电阻电阻R Rd d 100100 ，低放输入阻抗，低放输入阻抗R Rg g 2k2k ，调制指数，调制指数 ）3 . 0maR1CR2C3RgC1DC2L1L2aLm

45、R/R不产生负峰切割失真的条件是不产生负峰切割失真的条件是: :k3R因此可得到因此可得到21R)10/15/1 (R 现取现取k2R1如给定如给定k10R2，则，则 （检验：直流负载（检验：直流负载R=RR=R1 1+R+R2 2=12k=12k 10k10k 满足要求）满足要求）k7 . 32102102RRRRRRg2g21此时交流负载此时交流负载2/LidRR解解: : 先计算电阻先计算电阻R R1 1、R R2 2的值。的值。 因为检波器的输入电阻因为检波器的输入电阻R Ridid与其直流负载与其直流负载R R的的 关系为关系为 ，所以有，所以有R RL L10k10k 。再由不产生

46、惰性失真的条件计算再由不产生惰性失真的条件计算C C1 1、C C2 2： 由由 ，可得，可得 所以所以C C1 1、C C2 2可以选用可以选用0.00470.0047 F F的电容。的电容。 LRCmax/5 . 1LCF007. 0102 . 1000325 . 1R5 . 13maxR1CR2C3RgC1DC2L1L2抑制载波的双边带信号和单边带信号，因其波形包络不抑制载波的双边带信号和单边带信号，因其波形包络不直接反映调制信号的变化规律，不能用包络检波器解调，直接反映调制信号的变化规律，不能用包络检波器解调，7.10 7.10 同步检波电路同步检波电路 O 电压振幅 输入双边带 1-

47、 1+ v0OO波振幅本地载0又因其频谱中不含有载频分量，解调时必须在检波器输入端另又因其频谱中不含有载频分量，解调时必须在检波器输入端另加一个与发射载波同频同相并保持同步变化的参考信号，此参加一个与发射载波同频同相并保持同步变化的参考信号，此参考信号与调幅信号共同作用于非线性器件电路，经过频率变换，考信号与调幅信号共同作用于非线性器件电路，经过频率变换，恢复出调制信号。这种检波方式称为同步检波。恢复出调制信号。这种检波方式称为同步检波。在某些应用中，为了改善性能，对普通调幅信号的解调在某些应用中，为了改善性能，对普通调幅信号的解调也也可以采用同步检波。可以采用同步检波。低 通滤波器包 络检波

48、器vsvtvivsvtvv(a)(b)同步检波有两种实现电路同步检波有两种实现电路:乘积检波电路乘积检波电路二极管同步检波二极管同步检波tcostcosV111v)tcos(V000v0110)tcos() tcost(cosVV11012t )2cos(VV41tcoscosVV2110101t )2cos(VV4110112tcoscosVV2101v已调波为载波分量被抑止的双边带信号已调波为载波分量被抑止的双边带信号 准确地等于输入信号载波的角频率准确地等于输入信号载波的角频率 即即 但二者的相位可能不同；这里但二者的相位可能不同；这里 表示它们的相位差。表示它们的相位差。 这时相乘输出

49、（假定相乘器传输系数为这时相乘输出（假定相乘器传输系数为1 1） 低通滤波器滤除低通滤波器滤除 附近的频率分量后，附近的频率分量后， 本地载波电压本地载波电压本地载波的角频率本地载波的角频率1.乘积检波电路乘积检波电路就得到频率为就得到频率为 的低频信号的低频信号 cos0 由式可见，低频信号的输出幅度与由式可见，低频信号的输出幅度与 成正比。当成正比。当低频信号电压最大，随着相位差低频信号电压最大，随着相位差 加大，输出电压减弱。加大，输出电压减弱。 在理想情况下，在理想情况下，除本地载波与输入信号载波的角频率必须相等除本地载波与输入信号载波的角频率必须相等外，希望二者的相位也相同。此时，乘

50、积检波称为外，希望二者的相位也相同。此时，乘积检波称为“同步检波同步检波”。 乘积检波也可用来解调普通调幅波，这时参考信号的作用仅是乘积检波也可用来解调普通调幅波，这时参考信号的作用仅是加强了输入信号中的载波分量。加强了输入信号中的载波分量。 由上分析得在同步检波中，需要有与发送端同频同相的本地振由上分析得在同步检波中，需要有与发送端同频同相的本地振荡信号，才能完全恢复原调制信号。荡信号，才能完全恢复原调制信号。 时，时， O 电压振幅 输入双边带 1- 1+ v0OO波振幅本地载0v2OO电压振幅相乘后21-21+vOO压振幅低频电x低通低通输入双边带信号时，乘积检波器的有关波形与频谱输入双

51、边带信号时，乘积检波器的有关波形与频谱。 实用电路举例实用电路举例 由模拟乘法器由模拟乘法器MC1596MC1596构成的乘积检波电路，在输出端接低通滤构成的乘积检波电路，在输出端接低通滤波器，滤除不需要的高频分量，就可以得到解调的音频输出。波器，滤除不需要的高频分量，就可以得到解调的音频输出。 7 2 3 58 61 94 10解调的音频输出1k8201.3k+12V0.1F0.1F0.1F0.1F5110010k3k3kRLRLMC15960.0050.005F1k 1F0.0050.11k1kvcvSSB用用MC1596MC1596作检波时，也可分别由输出端子作检波时，也可分别由输出端子

52、6 6，9 9作两路输出。一作两路输出。一个输出端可以驱动后级的音频放大器，另一个输出端可以用作个输出端可以驱动后级的音频放大器，另一个输出端可以用作AGCAGC系统，利用集成解调器作调幅波检波的优点是检波级能获系统，利用集成解调器作调幅波检波的优点是检波级能获得增益，且线性好。该工作频率可高达得增益，且线性好。该工作频率可高达100MHZ100MHZ，参考信号电压，参考信号电压有效值为有效值为100-500mV100-500mV，输入信号电压有效值为，输入信号电压有效值为100mV100mV。 非线性器件低通滤波器包络检波器vsv1v0同步检波实现模型同步检波实现模型其原理电路见右其原理电路

53、见右+v rDCRL+v0+vs同步检波原理电路同步检波原理电路设输入信号为抑制载波的双边带设输入信号为抑制载波的双边带tcostcosV0smsv本地振荡信号本地振荡信号tcosV0rmrv则它们的合成信号则它们的合成信号tcostcosVV1V0rmsrmrsvvv故当故当smrmVV1VVmrmsma时时因此，通过包络检波器便可检出所需的调制信号。因此，通过包络检波器便可检出所需的调制信号。2.2.包络检波器构成同步检波电路包络检波器构成同步检波电路 ( (二极管同步检波电路二极管同步检波电路) ) vs Vs(t) Vs(t) vr(t) D1 D2 C C RL RL v01(t) v02(t) V0 中频输入 9MHz (455kHz) 4.7k 220P (470P) 220P (470P) 500 500 载频输入 500H (2.5mH) 0.01 (0.01) (0.01) 0.005 0.005 (a) (b) 二极管平衡同步检波电路