压控LC振荡器

1、目录1 引言21.1 振荡器简介21.2 系统设计的目的31.3 系统设计的意义32 系统设计要求和设计方案42.1设计任务及基本要求42.1.1 任务42.1.2 基本要求42.2 总体设计思路42.3 基本模块的论证与选择52.3.1 电压控制LC振荡器模块52.3.1.1互感耦合振荡器52.3.1.2 电感反馈三端式振荡电路52.3.1.3 电容反馈三端式振荡电路62.3.1.4 集成电路振荡器72.3.2 LC控制信号的实现92.3.3 稳幅电路的选择102.3.4频率控制方式的设计与选择102.3.5功率放大器112.3.6 系统组成构图113 单元电路的设计123.1压控振荡器和稳

2、幅电路的设计123.2锁相环式频率合成器的设计133.3 峰值检测电路173.3 系统软件的设计194 测试方法及结果分析214.1 测试仪器214.2 测试方法214.3 结果分析225 总结226 参考文献22电压控制LC振荡器1 引言 1.1 振荡器简介振荡器简单地说就是一个频率源，一般用在锁相环中。详细说就是一个不需要外信号激励、自身就可以将直流电能转化为交流电能的装置。一般分为正反馈和负阻型两种。所谓“振荡”，其涵义就暗指交流，振荡器包含了一个从不振荡到振荡的过程和功能。能够完成从直流电能到交流电能的转化，这样的装置就可以称为“振荡器”。压控振荡器（VCO）的类型有LC压控振荡器、R

3、C压控振荡器和晶体压控振荡器。对压控振荡器的技术要求主要有：频率稳定度好，控制灵敏度高，调频范围宽，频偏与控制电压成线性关系并宜于集成等。晶体压控振荡器的频率稳定度高，但调频范围窄；RC压控振荡器的频率稳定度低而调频范围宽，LC压控振荡器居二者之间。振荡器广泛应用于各行各业中，例如在无线电测量仪器中，它产生各种频段的正弦信号电压:在热加工、热处理、超声波加工和某些医疗设备中，它产生大功率的高频电能对负载加热；某些电气设备用振荡器做成的无触点开关进行控制；电子钟和电子手表中采用频率稳定度很高的振荡电路作为定时部件等。在通信系统电路中，压控振荡器(VCO)是其关键部件，特别是在锁相环电路、时钟恢复

4、电路和频率综合器电路等电路中更是重中之重，可以毫不夸张地说在电子通信技术领域，VCO压控振荡器几乎与电流源电路和运放电路具有同等重要的地位。 1.2 系统设计的目的了解、分析振荡器设计的基本设计和发展方向，掌握压控LC振荡电路的主要技术指标，电路结构，工作原理。 1.3 系统设计的意义随着电子技术的迅速发展，振荡器的用途也越来越广泛，振荡器自其诞生以来就一直在通信、电子、航海航空航天及医学等领域扮演重要的角色，具有广泛的用途。在无线电技术发展的初期，振荡器就在发射机中用来产生高频载波电压，在超外差接收机中用作本机振荡器，成为发射和接收设备的基本部件。本设计电压控制LC振荡器是如今使用非常广泛的

5、一类电子器件，为电一光转换电路、移动式手持设备等提供了很多的解决方案。本文设计的是电压控制LC振荡器，设计中采用了改进型电容三点式西勒振荡器电路作为本设计的主要组成部分，解决了基本三点式振荡电路设计中存在的改变振荡频率必改变反馈系数的矛盾，通过调节压控变容二极管两端电压来改变振荡器的输出频率，使设计系统达到15MHz35MHz输出频率可变的要求。在LC振荡器的LC回路中，使用电压控制电容器（变容二极管器），就可以在一定频率范围内构成电压调谐振荡器，即电压控制LC振荡器。压控振荡器可广泛使用于频率调制器，锁相环路，以及无线电发射机和接收机中。本设计电压控制LC振荡器采用了变容二极管来实现电压控制

6、的功能，末级功率放大器采用了三极管9018，实现了功率放大的功能，并使其三极管工作在丙类状态，以提高工作效率。若负载为容性阻抗，采用串联谐振回路以提高输出功率。系统主要选用LC振荡器来实现振荡，并改变电路输入电压来控制电路频率的变化。LC振荡器因谐振回路具有很高的选择性，即使放大器工作在非线性区，振荡电压也非常接近正弦形，达到设计要求。但因它的谐振元件LC之值只限于体积不宜过大，振荡频率不宜太低一般为几百千赫到几百兆赫。频率稳定度一般为10-210-4 量级，略优于RC 振荡电路，但比石英晶体振荡器要低几个数量级。谐振元件L或C的数值调节方便，可借以改变振荡频率，因而为广播、通信、电子仪器等电

7、子设备所广泛采用。压控振荡器的应用范围很广，集成化是重要的发展方向。石英晶体压控振荡器中频率稳定度和调频范围之间的矛盾也有待于解决。随着深空通信的发展，将需要内部噪声电平极低的压控振荡器。2 系统设计要求和设计方案 2.1设计任务及基本要求 2.1.1 任务设计并制作一个电压控制LC振荡器。 2.1.2 基本要求（1）振荡器输出为正弦波，波形无明显失真； （2）输出频率范围：15MHz35MHz；（3）输出频率稳定度：优于10-3；（4）输出电压峰峰值：Vpp=1V±0.1V；（5）实时测量并显示振荡器输出电压峰峰值，精度优于10%；（6）可实现输出频率步进，步进间隔为1MHz

8、77;100kHz。 2.2 总体设计思路 本实验需要设计并制作一个压控LC振荡器，要求振荡器输出正弦波，没有明显失真，并且输出频率范围为15MHz-35MHz，通过对振荡电路的分析，可以选择本实验最佳振荡电路形式；实验还要求输出电压峰峰值Vpp=1V±0.1V，所有考虑增加一个稳幅电路；实验还要求可实现输出频率步进，步进间隔为1MHz±100kHz，所以再增加一个频率控制电路；同时，实验要求实时测量并显示振荡器输出电压峰峰值，可以考虑利用单片机实时测量输出电压峰峰值，再用数码管显示出来；实验亦要求频率稳定度优于10-3,输出电压峰峰值精度优于10%，在元器件的选择上也是我

9、们需要慎重考虑的地方。最后，考虑到电路驱动更大后级负载的能力，在电路中增加功率放大器。综上考虑，有如下总体设计： 图1 电路总体设计 2.3 基本模块的论证与选择 2.3.1 电压控制LC振荡器模块 2.3.1.1互感耦合振荡器互感耦合振荡器是依靠线圈之间的互感耦合实现正反馈的，因此，耦合线圈同名端的正确位置至关重要。同时，耦合量M要选择合适，使之满足振幅起振条件。互感耦合振荡器有三种形式：调集电路、调基电路和调发电路。这是根据震荡回路是在电极电路、基极电路和发射极电路来区别的。互感耦合振荡器在调整反馈（改变M值）时，基本上不影响振荡频率。但由于分布电容的存在，在频率较高时，难于做出稳定性较高

10、的变压器。因此，它们的工作频率不宜较高，一般应用于中、短波波段。故本次实验不采用互感耦合振荡器。 2.3.1.2 电感反馈三端式振荡电路电感反馈振荡电路容易起振，但电感反馈支路为感性支路，对高次谐波呈现高阻抗，故对回路中的高次谐波反馈较强，波形失真较大；另外，由于两个电感元件上的分布电容并联于电感元件的两端，工作频率越高，分布电容的影响也愈严重，这就使得电感反馈式三端振荡电路的工作频率不能太高。故本次实验不采用电感反馈三端式振荡器。 2.3.1.3 电容反馈三端式振荡电路 电容三端振荡器的优点是输出波形较好，该电路中的不稳定电容（分布电容，器件的结电容等）都是与该电路并联的，因此适当加大回路电

11、容量，就可以减弱不稳定的分布电容对振荡频率的影响，提高了频率稳定度。 电容三点式振荡器又称考毕兹（Colpitts）振荡器，电容三点式振荡器的反馈信号取自电容C2两端，因为电容对高次谐波呈现较小的容抗，反馈信号中高次谐波分量小，故震荡输出波形好。但当通过改变C1或C2来调节振荡频率时，同时会改变正反馈量的大小，因此会使输出信号幅度发生变化，甚至会使振荡器停振。所以电容三点式振荡电路频率调节很不方便，故适用于频率调节范围不大的场合。为了减小晶体管极间电容的影响可采用克拉泼（Clapp）电路，与前述电容三点式振荡电路相比，仅在谐振回路电感支路中增加了一个电容C3，其取值比较小，要求C3C1，C3C

12、2。谐振回路接入C3后，虽然振荡频率稳定度提高了，改变C3反馈系数可保持不变，但谐振回路接入C3后，使晶体管输出端与回路的耦合减弱，晶体管的等效负载减小，放大器的放大倍数下降，振荡器输出幅度减小。C3越小，放大倍数越小，如C3过小，振荡器不满足振幅起振条件而会停止振荡。若在电路中电感线圈L上再并一个可变电容，即可构成另外一种改进型电容三点式振荡器，称为西勒（Seiler）振荡器。它改善了克拉泼电路存在的一些问题。调节C4改变振荡频率时，因C3不变，从而可以保持振荡幅度的稳定。当C1C3，C2C3时，振荡频率可近似为 图2 电容三端式交流等效电路 2.3.1.4 集成电路振荡器采用压控振荡器芯片

13、MC1648和变容二极管MV209，外接一个LC震荡回路构成变容二极管压控振荡器。只需要调节变容二极管两端的电压，即可改变MC1648的输出频率。由于采用集成芯片，电路设计简单系统可靠性高，并且利用锁相环频率合成技术可以使输出频率稳定度进一步提高。MC1648最大输出频率可达225MHz，完全满足实验要求，又考虑到本设计要求输出波形良好，输出频率稳定及要求频带较宽，故选择集成电路振荡器，利用压控振荡器芯片MC1648和变容二极管MV209，外加一个LC并联谐振回路构成压控振荡器。如图3位MC1648的内部原理图。 图3 MC1648内部原理图振荡器包括连接Q6的基极和Q7的集电极的正反馈，其内

14、部包含了一个自动增益控制口（AGE）去限制晶体管（Q6和Q7）发射极耦合对并且允许最佳的频率响应。典型的压控模式传输特性在图三给出。其中a和c展示了只用变容二极管的的电容的传输特性（包含振荡器的输入电容，6pF）。b展示了振荡器只能输出方波的压控模式。a、c中1K的电阻被用于在测试中保护变容二极管，当直流输入电压不能提供变容二极管的正向偏压时是可以省去的。c中的大电阻（51K）可以使两个变容二极管的交点绝缘。 图4 典型的压控模式传输特性图 在AGC和VCO输入（变容二极管）应该连接电容，当输出频率在1MHz到50MHz时一个0.1uF的电容就够了。当更高频率时应该使用更小电容，更低频时更大电

15、容。 2.3.2 LC控制信号的实现方案一：采用普通电压源，通过滑动变阻器改变LC振荡器的输入电压来实现对LC输出频率的控制，这种方案可以实现较小的频率间隔，但实际操作比较困难，且误差较大，稳定性低。方案二：采用VCO函数发生器，如ICL8038，它通过改变外加控制电压，改变芯片内部电容充电电流，从而改变外部输出频率。但是其输出的频率较低，稳定性不好，步进难以实现。方案三：采用锁相环路技术，利用锁相环，是VCO的输出频率锁定在所需的频率上，从而产生所需的VCO控制电压，这样大大提高了控制信号的稳定性，而且具有性能可靠，使用方便，多功能等优点。因此，综合考虑本次设计要求，选择方案三。 2.3.3

16、 稳幅电路的选择 方案一：采用交流电压并联负反馈电路实现稳幅。在放大电路中引入交流电压并联负反馈，反馈网络由一个可变电阻组成，稳定输出电压。但引入交流负反馈，因环境温度变化，电源电压波动等原因引起的放大倍数的变化将减小，是以牺牲放大倍数为代价的。 方案二：采用自动增益电路（AGC）实现稳幅。由于MC1648内部有AGC电路，通过它控制电路，在输入信号变化时，用改变增益的办法维持输出电平基本不变。利用该方法可以进一步提高输出电压的稳定度，保证在15-35MHz范围内，输出电压峰峰值Vpp=1V±0.1V。 2.3.4频率控制方式的设计与选择 方案一：利用电位器分压电路，通过改变电位器的

17、分压比来改变变容管的反向偏压，从而改变振荡器的振荡频率。该电路的优点是电路结构简单，容易制作，但电位很难实现对频率的精确控制，且电位器容易损坏，噪声大，受温度的影响大。 方案二：利用DAC芯片输出控制电压，通过单片机输出经D/A转换成模拟信号控制振荡器的频率。词电路振荡器输出的步进精度取决于D/A转换器的精度。该电路也较为简单，频率调节是通过数码控制的，大大减少了噪声。在固定的VCO输出电压上，输出频率值是有一定波动的，使得从DAC输出的数据与输出频率值不能一一对应。方案三：采用数字锁相环式频率合成技术。由晶振、鉴频/鉴相（PD）、环路滤波器（LPF）、可变分频器、压控振荡器（VCO）组成。图

18、5为其组成框图。利用锁相环将输出频率锁定到所需频率上，可以很好地选择所需频率，抑制杂散分量。采用集成芯片，有利于集成化，小型化。频率合成采用大规模集成PLL芯片MC145152，前置分频器选用芯片MC12022，VCO选择MC1648，环路滤波选用ML358和RC电路组成，这样就可完成锁相环路的设计。该方法设计简单，功能齐全，可靠性高，抗干扰能力强。 图5 锁相环组成框图 基于以上考虑，本次设计采用方案三实现频率控制。 2.3.5功率放大器 高效高频功率放大器重点是失真要小、效率要高、输出功率要大。难点在电源电压E=12V时，保证纯阻负载和容性负载电阻上的高频不失真功率要达到Po20mW为了减

19、小功率放大器对LC振荡器的影响和高效率输出大功率，选用有推动级、激励级及末级工作于丙类（C类）的电路结构，性能优劣集中表现为滤波匹配网络的设计上。功率放大器由推动级、激励级和末级三部分组成。为了提高效率，末级工作于丙类，晶体管选用高频功率管。功率放大器中的滤波匹配网络是关键：进行阻抗变换保证激励级至末级，末级至负载高效率获得所需的功率；充分滤除不需要的高次谐波，减小波形的失真；让滤波传输效率k=P1/P，尽可能接近1。 2.3.6 系统组成构图 通过方案的论证比较和选择，最终有如图6系统组成框图，其中的集成电路MC1648、MC14512、MC12022、低通滤波器和晶振构成锁相环频率合成器，

20、通过单片机控制频率的步进。由于电路中既有高频电路又有数字电路，需将高频电路用金属屏蔽罩隔离，以减少交叉调制等干扰。 图6 系统组成构图各部分电路实现方式分析如下：1、 振荡器部分前面已经介绍过，可以使用闭环频率合成中的锁相（PLL）频率合成。 2、压控电路的实现的系统框图也已经给出。3、本设计的功率放大电路可以采用丙类功率放大电路来实现；也可以采用不含调谐回路的甲类功率放大电路来实现，其基本特点就是结构简单，制作容易，在调试时只要将晶体管的静态工作点调整好就可实现放大信号的目的，而且可以在电压输出之前设计一个射极跟随器电路来隔离输出。4、LED数字显示电压表设计制作可由ICL7107构成的三位

21、半数字电压表电路实现，满量程取为200mv。根据需要可外接分压电阻扩展量程。焊接时应将V+显示各点（即LED的公共阳极）用短路线连通,并把B点与V短接.需作固定显示的小数点DPX（DP1DP3中之一）与印制板的引出端DP相连。 通过测量输出电压间接得出频率值。也可采用A/D转换专用模块数码显示频率值。3 单元电路的设计 3.1压控振荡器和稳幅电路的设计LC压控振荡器主要有压控芯片MC1648、变容二极管MV209以及LC震荡回路构成。MC1648需要外接一个由电容和电感组成的并联谐振回路。为了达到最佳工作性能，在工作去频率要求并联谐振回路的QL>=100。电源采用+5V的电压。一对串联二

22、极管背靠背与该谐振回路相连，振荡器的输出频率随加在变容二极管的电压的改变而改变。 图7 压控振荡器电路图压控振荡器由芯片内部的Q8、Q5、Q4、Q1、Q7、Q6（上面已经给出），10脚和16脚外接LC震荡回路（含MV209）组成正反馈（反相720°）。 3.2锁相环式频率合成器的设计 通过前面的介绍对锁相环已经有了一个初步的认识，下面图8给出了其原理框图。 图8 锁相环频率合成器原理图 可变分频器对压控振荡器的输出信号进行分频，分频之后返回到相位比较器输入端与参考信号进行比较。当环路处于锁定时有所以有fo/P=f/R,所以有fo=P*f/R。只要改变可变分频器的分频系数P，就可以输出

23、不同频率的信号。 锁相频率合成单元是提高输出频率稳定性的关键部分。目前市场上的频率合成器集成电路很多，我们选用摩托罗拉公司的MC145152。该芯片是摩托罗拉公司生产的锁相环频率合成器专用芯片,是一块14位并行的码输入单模、单片锁相环频率合成器，片内含有参考振荡器，参考分频器，鉴相器，可编程分频器等部件，最大可变分频比为16383，最高工作频率能够满足系统的设计要求。 MC145152芯片具有下列主要特征： （1）它与双模（P（P1）分频器同时使用，有一路双模分频控制输出MC。当MC为低电平时，双模分频器用（P1）去除；当MC为高电平时，双模分频器用模数P去除。它有A计数器和N计数器两个计数器

24、。它们与双模（P（P1）分频器提供了总分频值（NPA）。其中，A、N计数器可预置。N的取值范围为31023，A的取值范围为063。A计数器计数期间，MC为低电平；N计数器计数（NA）期间，MC为高电平。 （3）它有一个参考振荡器，可外接晶体振荡器。 （4）它有一个R计数器，用来给参考振荡器分频，R计数器可预置，R的取值范围：8，64，128，256，512，1024，1160，2048。 （5）它有两路鉴相信号输出，其中，R、V用来输出鉴相误差信号，LD用来输出相位锁定信号。 MC145152的供电电压为3.0V9.0V，采用28脚双列封装形式。 MC145152的工作原理：参考振荡器信号经R

25、分频器分频后形成fR信号。压控振荡器信号经双模（P（P1）分频器分频，再经A、N计数器分频器后形成fV信号，fVfVCO（NPA）。fR信号和fV信号在鉴相器中鉴相，输出的误差信号（R、V）经低通滤波器形成直流信号，直流信号再去控制压控振荡器的频率。 当整个环路锁定后，fVfR且同相，fVCO（NPA）fV（NPA）fR，便可产生和基准频率同样稳定度和准确度的任意频率。锁相环频率合成器选用芯片MC1451522。晶振选用10.24MHz的晶体，它的频率稳定度较高，可达106。低通滤波器选用运放芯片MC33171；模数P64，工作频率为2.0 GHz；压控振荡器选用压控LC振荡器。 MC1451

26、52-2芯片参数的设计：取fVCO=30MHz,P=64,晶体频率10.24MHz，R计数器取次2048分频，有： fR=10.24MHz/2048=5kHz，NP+A=fVCO/fR=30MHz/5kHz=6000 N+A/P=6000/64=93余48，N=93=(0001011101)2，A=48=(110000)2 R2048，RA2RA0为111， N=93，N9N0为0001011101，A48，A5A0为110000。 R计数器、N计数器、A计数器可预置，各管脚接地为逻辑0，悬空为逻辑 30MHz频率合成器电路图，如图9所示。 图9 频率合成器电路图 图9中，运放芯片MC3317

27、1构成了有源比例积分滤波器，在设计时首先选合适的电容C，然后，再根据n、N、KV、Kd和计算R1和R2的值。 R=KVK/(NC) (1) R=2/(C) (2) 式（1）和式（2）中，Kv为压控振荡器电调灵敏度（radsV）；Kd为比相器灵敏度，KdVDD2，VDD是运放的工作电压（VDD5 V），Kd单位取Vrad；N为总分频次数；为锁相环路的阻尼系数，的合适取值范围是在0510之间，通常选择最佳起始点0707；n为环路自然谐振角频率，n值的选择将直接影响环路滤波特性和捕捉时间，为了保证环路对噪声有较好抑制，n应该远小于鉴相频率d，通常可按式（3）选择 nd（301 000），（3） 当噪

28、声来源于参考频率和分频器时，n可以选择得小些；当噪声来源于压控振荡器时，n可选择得大些。 具体计算如下： KdVDD（2）5（2）0796 Vrad， N=30MHz/5KHz=6000，=0.707，=2fR/50=6.285kHz/50=628rad/s，KV=410rad/sV,选择C=0.1uF,则R1= KK/(NC)=0.796410/(6000110628)=134.6kR2=2/(C)=20.707/(628110)=22.5k故：R1选用134.6K电阻，R2选用22.5K电阻。在实际调试过程中我们对电阻值做了微调，使其性能达到最好。锁相环频率合成的核心芯片MC145152的

29、实现电路如图10所示。其中频率控制端可以由单片机或拨码开关控制，实现输出频率控制。 图10 锁相环频率合成电路3.3 峰值检测电路 VCO的输出信号经峰值检波电路之后转换成直流电平，通过ADC0809进行模数转换，送入单片机，有如下峰值检测电路。 图11 峰值检波电路 上图中C1端接频率输出，R7接A/D转换器到单片机。需要使用的硬件主要包括51单片机芯片，ZLG7290数码管管理芯片和数码管。另外还是用到排线若干，下载线及电源线。其中51单片机硬件链接如图12所示，数码管连接图如图13所示: 图12 51单片机硬件连接图 图13 数码管硬件连接图VCO输出频率的范围是15-30MHz。首先应

30、确定参考频率f，f为步长（频率间隔）的整数倍。频率间隔f可由下式确定。f=f/R由于R值是固定的，只能从8个参考值中选择，采用10.24MHz的晶振作为标准频率。对其进行R分频。R取2048，进行分频得到5kHz的脉冲信号作为频率间隔f。该值可通过单片机改变。N值和A值的范围应该在MC145152范围内（A值的范围063，N值的范围01023）。采用吞咽脉冲计数的方式，尽管P为固定值，但合理选择N和A的值，D即连续可变。D=A(P+1)+(N-A)P=PN+A此时f被锁定在： f=（PN+A） f式中，N为01023，A为063，P=64（由MC145152Q确定）。现举例计算确定A、N的值，

31、使输出频率为f=25MHz，步长f=5kHz。则D=(PN+A)=25M5k=5000，500064=78余8由此可得N=78,A=8，通过此方法可以方便地算出每个频率对应的参数。 3.3 系统软件的设计软件设计的关键是对PLL芯片MC145152的控制以及测频测幅显示。软件实现的功能是：（1）设定频率间隔fR，即确定调频步进。（2）设定分频系数A、N的值，以得到需要的输出频率。（3）测量输出频率并显示。（4）驱动液晶显示器。相关软件采用单片机编程实现。图14为软件设计流程图。 图14 软件设计流程图选用晶振频率为10.24MHz，首先确定其频率间隔，对其进行R分频，若R取2048，得到频率间

32、隔为5kHz。可以使调频步进为1MHz，A、N值的计算可由前述的公式来完成，但是在编程过程中并不是将该算法存入程序，而是寻找到A、N的变化规律，找到简单的计算方法。表3-2给出了不同输出频率时分别对应的A、N值，通过表我们可以看到存在如下规律：A、N的初始值为46、56，频率每增加1M，A的值增加8，N的值增加3，因为A的取值范围为小于64，所以当A等于64时，它的取值回到0，同时向N进一位，也就是此时N的值加4Fc/M15161718192021222324252627282930A5608162432404856081624324048N46505356596265687175788184

33、879093频率间隔为5kHz、100kHz、500kHz时对应的A、N值列表（部分）4 测试方法及结果分析 4.1 测试仪器 TDS1012B-sc示波器VC830L万用表 4.2 测试方法 通过示波器观察输出波形和频率。测试数据如下：预置频率/MHz15.00016.00017.00018.00019.00020.000输出频率/MHz15.03416.04016.98017.96019.04020.000预置频率/MHz21.00022.00023.00024.00025.00026.000输出频率/MHz21.04522.05023.04224.02024.99925.950预置频率/MHz27.00028.00029.00030.00031.00032.000输出频率