模拟调幅检波与混频电路PPT课件

1、16.1 概述调制电路与解调电路是通信系统中的重要组成部分。v调制：调制是在发射端将调制信号从低频段变换到高频段, 便于天线发送或实现不同信号源、不同系统的频分复用；v解调：解调是在接收端将已调波信号从高频段变换到低频段, 恢复原调制信号。 分类： 按照载波波形的不同, 可分为脉冲调制和正弦波调制两种方式。第1页/共106页2v脉冲调制：以高频矩形脉冲为载波, 用低频调制信号分别去控制矩形脉冲的幅度、宽度或位置三个参量, 分别称为脉幅调制(PAM)， 脉宽调制(PDM)和脉位调制(PPM)。 v正弦波调制：高频正弦波为载波, 用低频调制信号分别去控制正弦波的振幅、频率或相位三个参量, 分别称为

2、调幅(AM)、 调频(FM)和调相(PM)。 本书仅讨论正弦波调制。第2页/共106页3正弦波的表示式为：)cos()(cos)(0tAtAtf其中，其中，A是振幅，是振幅，(t)是瞬时相位角，是瞬时相位角，是瞬时角频率，是瞬时角频率，0是初始相位。是初始相位。使这三个参数中的某一个（幅度、角频率、相位）随调制使这三个参数中的某一个（幅度、角频率、相位）随调制信号大小而线性变化的过程，分别称为幅度调制、频率调制信号大小而线性变化的过程，分别称为幅度调制、频率调制或相位调制，简称调幅、调频和调相。或相位调制，简称调幅、调频和调相。第3页/共106页4而正弦振荡的瞬时角频率和瞬时相位角之间的关系为

3、： dttdt)()(00)()(tdttt由上两式可见，调频与调相的相位角(t)都要变化，故有时将其称为合称为角度调制，或者简称调角。解调是调制的逆过程。即从已调信号中恢复原调制信号的过程。与幅度调制、频率调制和相位调制相对应。有幅度解调、频率解调和相位解调，并分别简称为检波、鉴频和鉴相。第4页/共106页5本章首先分别在时域和频域讨论振幅调制与解调的基本原理, 然后介绍有关电路组成。由于混频电路、倍频电路与调幅电路、 振幅解调电路同属于线性频率变换电路, 所以也放在这一章介绍。 第5页/共106页6普通调幅方式6.2 振幅调制与解调原理1. 普通调幅信号的表达式、 波形、 频谱和功率谱设载

4、波为uc(t)=Ucmcosct,调制信号为单频信号，即u(t)=Umcost(c), 则普通调幅信号为:uAM(t)= (Ucm+kUm cos t)cosct =Ucm(1+Macost)cosct 其中调幅指数0Ma1, k为比例系数。 ,cmmaUUkMv波形第6页/共106页7u(t), u c(t)和uAM(t)的波形图。 u(t) t uc(t) t uAM(t) umax Ucm Umin t 调制信号载波信号高频已调波信号第7页/共106页8cmcmcmcmaUUUUUUUUUUMminmaxminmaxminmax调幅指数：显然, 当Ma1时, 普通调幅波的包络变化与调制信

5、号不再相同, 产生了失真, 称为过调制, 如图所示。所以, 普通调幅要求Ma必须不大于1。uAM(t)0t过调制波形第8页/共106页9其频谱图为： U() Um U C() c U Cm UAM() c c+ c Ucm 1/2maUcm 1/2maUcm 2cmaUMuAM(t)=Ucmcosct+ cos (c+)t+cos (c-)t带宽：2v频谱与带宽公式第9页/共106页10一般非周期调制信号u(t)的频谱是一连续频谱, 假设其频率范围是minmax, 如载频仍是cu(t)cmaxcmax0ttmaxminuAM(t)0ccmincminBW带宽：2max第10页/共106页11若

6、此单频调幅信号加在负载R上, 则载频分量产生的平均功率为:RUPcmc221cacmaSBPMUMRP2241221caSBcavPMPPP22112两个边频分量产生的平均功率相同, 均为: 调幅信号总平均功率为:v功率第11页/共106页12v AM调制方式的功率利用率最高只能达到1/3v提出问题：为什么AM方式得到了广泛应用？在接收方解调电路简单经济，对于调幅收音机，其接收在接收方解调电路简单经济，对于调幅收音机，其接收方是千家万户，因此得到了广泛应用。方是千家万户，因此得到了广泛应用。第12页/共106页13 2. 普通调幅信号的产生和解调方法)()(1coscos1)(11tutukk

7、tUtUUktucccmmcmAM其中：k1=k/Ucmv普通调幅信号的产生第13页/共106页14 高电平调制：第3章曾经讨论过利用丙类谐振功放的调制特性也可以产生普通调幅信号。 由于功放的输出电压很高, 故这种方法称为高电平调幅。 u(t)直 流 电 平uAM(t)uc(t)低电平调制第14页/共106页15包络检波。 利用普通调幅信号的包络反映了调制信号波形变化这一特利用普通调幅信号的包络反映了调制信号波形变化这一特点点, 如能将包络提取出来如能将包络提取出来, 就可以恢复原来的调制信号。这就是就可以恢复原来的调制信号。这就是包络检波的原理。包络检波的原理。包络检波原理图 非线性器件低通

8、滤波器u(t)uAM(t)v普通调幅信号的解调第15页/共106页16同步检波。 同步检波必须采用一个与发射端载波同频同相(或固定相位差)的信号, 称为同步信号。 同步检波可由乘法器和低通滤波器实现同步检波原理图 ur(t)uAM(t)u(t)低 通滤波器第16页/共106页17 设输入普通调幅信号uAM(t), 乘法器另一输入同步信号为:ttMUUktutuktucarmcmrAM2220cos)cos1 ()()()(2)2cos(2)2cos(2coscos122tMtMttMUUkcacacarmcmur(t)=Urmcosct则乘法器输出为:第17页/共106页18 可见, 输出信号

9、中含有直流, , 2c, 2c几个频率分量。用低通滤波器取出直流和分量, 再去掉直流分量, 就可恢复原调制信号。 如果同步信号与发射端载波同频不同相, 有一相位差, ur=Urmcos(ct+) 则乘法器输出中的则乘法器输出中的分量为分量为 k2UcmUrmMacoscost。v是一常数, 即同步信号与发射端载波的相位差始终保持恒定, 则解调出来的分量仍与原调制信号成正比, 只不过振幅有所减小。当然90, 否则cos=0, 分量也就为零了。v若是随时间变化的, 即同步信号与发射端载波之间的相位差不稳定, 则解调出来的分量就不能正确反映调制信号了第18页/共106页19例1：已知调幅信号为：tt

10、ttuAM1000cos)10cos5 . 02cos3 . 01 ()(（1）指出调制信号，载波信号；（2）画出频谱图；（3）求出单位电阻的边带功率、载波功率以及功率利用率第19页/共106页20双边带调幅方式 1 双边带调幅信号的特点设载波为uc(t)=Ucmcosct, 单频调制信号为u(t)=Um cost(c), 则双边带调幅信号为:uDSB(t)=ku(t)uc(t)=kUm Ucmcostcosct = kUmUcm/2 cos (c+)t+cos (c-)t 可见双边带调幅信号中仅包含两个边频可见双边带调幅信号中仅包含两个边频, 无载频分量无载频分量, 其其频带宽度仍为调制信号

11、带宽的两倍。频带宽度仍为调制信号带宽的两倍。 第20页/共106页21v波形与频谱图。 双边带调幅波形与频谱 (a)(b)u(t)uc(t)0uDSB(t)00ttt000ccc第21页/共106页22v 双边带调幅信号不仅其包络已不再反映调制信号波形的变化, 而且在调制信号波形过零点处的高频相位有180的突变。第22页/共106页23 2. 双边带调幅信号的产生与解调方法v 调制：产生双边带调幅信号的最直接法就是将调制信调制：产生双边带调幅信号的最直接法就是将调制信号与载波信号相乘。号与载波信号相乘。v 解调：由于双边带调幅信号的包络不能反映调制信号解调：由于双边带调幅信号的包络不能反映调制

12、信号, 所以包络检波法不适用所以包络检波法不适用, 而同步检波是进行双边带调幅信而同步检波是进行双边带调幅信号解调的主要方法。号解调的主要方法。第23页/共106页24 设同步信号为ur(t)=Urmcosct, 则乘法器输出为:tttUUkUkttUUkUktutuktucccmmrmccmmrmrDSBo)2cos(21)2cos(21cos2coscos)()()(2222 用低通滤波器取出低频分量, 即可实现解调。将上式双边带信号取平方, 则可以得到频率为2c的分量, 然后经二分频电路, 就可以得到c分量。 这是从双边带调幅信号中提取同步信号的一种方法。 第24页/共106页25 单边

13、带调幅方式 单边带调幅方式是指仅发送上、下边带中的一个。如以发送上边带为例, 则单频调制单边带调幅信号为：tUkUtuccmmSSB)cos(2)(由上式可见, 单频调制单边带调幅信号是一个角频率为c+的单频正弦波信号。单边带调幅信号的带宽与调制信号带宽相同单边带调幅信号的带宽与调制信号带宽相同, 是普通调幅是普通调幅和双边带调幅信号带宽的一半。和双边带调幅信号带宽的一半。 产生单边带调幅信号的方法主要有滤波法、产生单边带调幅信号的方法主要有滤波法、 相移法以及相移法以及两者相结合的相移滤波法。两者相结合的相移滤波法。第25页/共106页26v滤波法从频域方面 这种方法是根据单边带调幅信号的频

14、谱特点, 先产生双边带调幅信号, 再利用带通滤波器取出其中一个边带信号。uc(t)u(t)带 通滤波器uDSB(t)uSSB(t)v 对于频谱范围为对于频谱范围为minmax的一般调制信号的一般调制信号, 如如min很小很小, 则上、下两个边带相隔很近则上、下两个边带相隔很近, 用滤波器完全取出一个边带而用滤波器完全取出一个边带而滤除另一个边带是很困难的。滤除另一个边带是很困难的。 第26页/共106页27v相移法从时域方面单频单边带调幅信号可写成:)sinsincos(cos2)(ttttUkUtucccmmSSBUcmUmsinct sint90相移器90相移器UmsintUcmsinct

15、uc Ucmcosctu Umcos tuSSB(t)UcmUmcosct cost第27页/共106页28 由上式可知, 只要用两个90相移器分别将调制信号和载波信号相移90, 成为sint和sinct, 然后进行相乘和相减, 就可以实现单边带调幅。 v 对单频信号进行对单频信号进行90相移比较简单相移比较简单, 但是对于一个包含但是对于一个包含许多频率分量的一般调制信号进行许多频率分量的一般调制信号进行90相移相移, 要保证其中每要保证其中每个频率分量都准确相移个频率分量都准确相移90是很困难的。是很困难的。第28页/共106页29v相移滤波法维夫法 滤波法的缺点在于高频滤波器的设计困难，

16、而低频滤波器的设计要容易些。相移法的困难在于宽带90相移器的设计, 而单频90相移器的设计比较简单。 结合两种方法的优缺点而提出的相移滤波法是一种比较可行的方法,第29页/共106页30 相移滤波法的关键在于将载频c分成1和2两部分, 其中1是略高于max的低频, 2是高频, 即c=1+2, 12。u3 cost cost低 通滤波器u5 cos()t低 频振荡器u1 cost90相移网络低 通滤波器tu11sinu4 cost sintu cos tu2 costtu22sinu6 sin()tu7 cos2t cos()tu8 sin2t sin()tuo cos(1)t90相移网络高 频

17、振荡器第30页/共106页31v 单边带信号的解调单边带信号的解调tUtucrmrcos)(则乘法器输出为)2cos(cos4cos)cos(2)()(222ttUUkUkttUUkUktutuktucrmcmmccrmcmmrSSBo 同步信号的获取：一般可在发送单边带调幅信号的同时同步信号的获取：一般可在发送单边带调幅信号的同时, 也附带发送一个功率较小的载波信号也附带发送一个功率较小的载波信号, 供接收端从中提取作供接收端从中提取作为同步信号。为同步信号。同步信号：采用同步检波方式。第31页/共106页32残留边带调幅方式v 特点：残留边带调幅是指发送信号中包括一个完整边带、特点：残留边

18、带调幅是指发送信号中包括一个完整边带、 载波及另一个边带的小部分载波及另一个边带的小部分(即残留一小部分即残留一小部分)。 这样这样, 既比普既比普通调幅方式节省了频带通调幅方式节省了频带, 又避免了单边带调幅要求滤波器衰减又避免了单边带调幅要求滤波器衰减特性陡峭的困难特性陡峭的困难, 发送的载频分量也便于接收端提取同步信号。发送的载频分量也便于接收端提取同步信号。 v 应用：在电视广播系统中应用：在电视广播系统中, 由于图像信号频带较宽由于图像信号频带较宽, 为了节为了节约频带约频带, 同时又便于接收机进行检波同时又便于接收机进行检波, 所以对图像信号采用了所以对图像信号采用了残留边带调幅方

19、式残留边带调幅方式, 而对于伴音信号则采用了调频方式。现以而对于伴音信号则采用了调频方式。现以电视图像信号为例电视图像信号为例, 说明残留边带调幅方式的调制与解调原理。说明残留边带调幅方式的调制与解调原理。第32页/共106页33残留边带调幅发送和接收滤波器幅频特性(a) 发送； (b) 接收 Au0.750.5680.375f / MHzAu0.750.75fcfc0.4f / MHz6(a)(b)第33页/共106页34v若采用普通调幅, 每一频道电视图像信号的带宽需12 MHz, 而采用残留边带调幅只需8 MHz。另外, 对于滤波器过渡带的要求远不如单边带调幅那样严格, 故容易实现。 第

20、34页/共106页35 小结：普通调幅功率利用率低, 但可采用简单、 低成本的包络检波方式, 故广泛用于电台广播系统, 给广大接收者带来便利。 双边带调幅与单边带调幅功率利用率高, 可用于小型通信系统, 其中单边带调幅可节省一半频带, 但需解决如何获得同步信号的问题。 残留边带调幅广泛用于电视广播系统。第35页/共106页36高电平调幅电路6.3 调幅电路丙类谐振功放的调制特性分为基极调制特性和集电极调制丙类谐振功放的调制特性分为基极调制特性和集电极调制特性两种特性两种, 据此可以分别组成基极调幅电路和集电极调幅电路。据此可以分别组成基极调幅电路和集电极调幅电路。 现以集电极调幅电路为例现以集

21、电极调幅电路为例, 说明高电平调幅的原理。说明高电平调幅的原理。 集电极调制特性是指固定丙类谐振功放的集电极调制特性是指固定丙类谐振功放的VBB和和R, 当输入当输入一个等幅高频正弦波时一个等幅高频正弦波时, 输出高频正弦波的振幅输出高频正弦波的振幅Ucm将随集电将随集电极电源电压的变化而变化。极电源电压的变化而变化。第36页/共106页37 若集电极电源电压为UCC(t)=UCC0+u(t), 即一个固定直流电压与一个低频交流调制信号之和, 则随着UCC的变化, 使得静态工作点左右平移, 从而使动态线左右平移。 当谐振功放工作在过压状态时,Ucm将发生变化, 近似有UcmUCC(t)的关系。

22、如输入信号为高频载波cosct, 输出LC回路调谐在c上, 则输出信号可写成:uo(t)=Ucmcosct=kUCC0+u(t)cosct其中k为比例系数。 第37页/共106页38集电极调幅电路原理 uc(t)UBB UCC0uUCC(t)LCuo(t)集电极调制特性cosctUCC0+u(t)kUCC0+u(t)cosct第38页/共106页39v 高电平调幅电路的优点是调幅、高电平调幅电路的优点是调幅、 功放合一功放合一, 整机效率高整机效率高, 可可直接产生很大功率输出的调幅信号直接产生很大功率输出的调幅信号, 但也有一些缺点和局限性。但也有一些缺点和局限性。 一是只能产生普通调幅信号

23、一是只能产生普通调幅信号, 二是调制线性度差二是调制线性度差, 例如集电极调例如集电极调制特性中制特性中Ucm与与UCC并非完全成线性关系。并非完全成线性关系。 第39页/共106页40低电平调幅 模拟乘法器是低电平调幅电路的常用器件, 它不仅可以实现普通调幅, 也可以实现双边带调幅与单边带调幅。 既可以用单片集成模拟乘法器来组成低电平调幅电路, 也可以直接采用含有模拟乘法器部分的专用集成调幅电路。 第40页/共106页41 1. 单片集成模拟乘法器,cos,cos21222111tUutUu则两信号相乘后的输出信号为)cos()cos(221212121ttUkUukuuo可见，乘法运算能够

24、产生两个输入信号频率的和频与差频，可见，乘法运算能够产生两个输入信号频率的和频与差频，这正是调幅、检波和混频等电路所需要的功能。这正是调幅、检波和混频等电路所需要的功能。 模拟乘法器可实现输出电压为两个输入电压的线性积模拟乘法器可实现输出电压为两个输入电压的线性积, 典典型应用包括：乘、除、平方、均方、倍频、调幅、检波、混型应用包括：乘、除、平方、均方、倍频、调幅、检波、混频、频、 相位检测等。相位检测等。 设两个输入信号分别为设两个输入信号分别为第41页/共106页42单片集成模拟乘法器种类较多, 由于内部电路结构不同, 各项参数指标也不同。在选择时, 应注意以下主要参数：工作频率范围、电源

25、电压、输入电压动态范围、线性度等。 现将常用的Motorola公司MC1496/1596、MC1495/1595和MC1494/1594单片模拟乘法器的参数指标简介如下。 MC14系列与MC15系列的主要区别在于工作温度, 前者为070, 后者为-55125。 其余指标大部分相同, 个别后者稍好一些。表给出了MC15系列三种型号模拟乘法器的参数典型值。 第42页/共106页43表系列三种型号模拟乘法器的参数典型值第43页/共106页44 MC1496组成的普通调幅或双边带调幅电路 1 kMC149651515175050 k7500.1 uc(t)载波u(t)调制信号Ma值调节8 V6.8 k

26、1 k0.1 1 k3.9 k3.9 k12 V0.1 uAM(t)信号输出(或 uDSB)23681014145122. 模拟乘法器调幅电路第44页/共106页45上图所示的普通调幅电路也可以组成双边带调幅电路上图所示的普通调幅电路也可以组成双边带调幅电路, 区别区别在于调节电位器的目的是为了使在于调节电位器的目的是为了使Y通道、通道、 脚之间的直流电脚之间的直流电位差为零位差为零, 即即Y通道输入信号仅为交流调制信号。为了减小流经通道输入信号仅为交流调制信号。为了减小流经电位器的电流电位器的电流, 便于调零准确便于调零准确, 可加大两个可加大两个750 电阻的阻值电阻的阻值, 比比如各增大

27、如各增大10k。 第45页/共106页46包络检波电路6.4 检波电路包络检波原理如图所示。其中的非线性器件可以是二极管, 也可以是三极管或场效应管, 电路种类也较多。 非线性器件非线性器件 低通滤波器低通滤波器 u i (t) u(t) 第46页/共106页47图 二极管峰值包络检波器 uiiCRuoiciR这里采用的非线性器件为二极管，低通滤波器为RC并联电路。第47页/共106页481. 工作原理000)(uuugtiD以时域上的波形变化来说明二极管峰值包络检波器的工以时域上的波形变化来说明二极管峰值包络检波器的工作原理。作原理。 加在二极管上的正向电压为加在二极管上的正向电压为u=ui

28、-uo。假定二极管导通电压。假定二极管导通电压为零为零, 且伏安特性为且伏安特性为:第48页/共106页49v电路特点：输入信号为大信号。 二极管导通与否二极管导通与否, 不仅与输入电压不仅与输入电压ui有关有关, 还取决于输出电还取决于输出电压压uo, 即输出信号有反馈作用。即输出信号有反馈作用。 二极管导通时二极管导通时, 电容充电电容充电, 充电时间常数为充电时间常数为rdC；二极管截；二极管截止时止时, 电容放电电容放电, 放电时间常数为放电时间常数为RC。由于二极管导通电阻。由于二极管导通电阻rd很小很小, 因此一般有因此一般有rdCRC。 第49页/共106页50二极管峰值包络检波

29、器的包络检波波形 At0t1t2t3t4t5t6t7t8t9uiuoBCDEFGHIJ包络t设t=t0时, uo=0。第50页/共106页51 在t0t1时段, uiuo0, 二极管导通, 开始给电容充电, uo按指数规律上升, 即AB曲线。 在t1t2时段, ui uo, 二极管截止, 电容通过电阻R放电, uo 按指数规律下降, 即BC曲线。 在t2t3时段, ui uo , 二极管再次导通, 给电容充电, uo再次上升, 即CD曲线。 在t3t4时段, ui uo , 二极管再次截止, 电容放电, uo再次下降, 即DE曲线。 第51页/共106页52由于充放电过程交替进行, 因此uo波

30、形呈锯齿状变化。可以归纳出以下几条规律:(1) 由于rdCRC, 故uo上升快, 下降慢。 (2) 除了起始几个周期外除了起始几个周期外, 二极管导通时间均在输入高频振二极管导通时间均在输入高频振荡信号的峰值附近荡信号的峰值附近, 如如t4t5,t6t7, , 且时间很短且时间很短, 或者说或者说, 其导通角其导通角很小。很小。 (3) 在正常情况下在正常情况下, 导通角导通角越小越小, uo曲线与曲线与ui的包络线越接近。的包络线越接近。若若趋近于趋近于0, 则则uo曲线就几乎完全反映了曲线就几乎完全反映了ui的包络线即调制信号的包络线即调制信号波形波形, 此时检波效率最高此时检波效率最高,

31、 失真最小。失真最小。第52页/共106页532. 性能指标二极管峰值包络检波器的性能指标主要有检波效率、输二极管峰值包络检波器的性能指标主要有检波效率、输入电阻、入电阻、 惰性失真和底部切割失真几项。惰性失真和底部切割失真几项。第53页/共106页54v检波效率d：定义为uo中低频分量振幅与ui中调制分量振幅的比值。1imaomdUMU当当ui是单频调幅波时是单频调幅波时, 即即ui=Uim(1+Ma cost) cosct时时,uo中中的低频分量为的低频分量为Uom cost, 检波效率检波效率d可写成可写成第54页/共106页55 当ui是等幅正弦波时,即ui =Uim cosct时,

32、uo应为电平为Uo的直流电压, 检波效率d可写成 1imodUUdcos 利用折线函数分析法, 可以求得检波效率的近似表达式：如果考虑到二极管的实际导通电压不为零, 以及充电电流在二极管微变等效电阻上的电压降等因素, 实际检波要比计算值小。第55页/共106页56当很小时, 33RgD仅当仅当gD为常数时为常数时, 才为常数才为常数, d也才为常数也才为常数, 此时输出信号振此时输出信号振幅幅Uom与调制信号振幅与调制信号振幅MaUim近似成线性关系。近似成线性关系。由于仅在大信号工作时由于仅在大信号工作时, 二极管的导通电压才可以忽略，二极管的导通电压才可以忽略， 这这时二极管伏安特性用折线

33、近似，电导时二极管伏安特性用折线近似，电导gD可视为常数可视为常数, 因此峰值包因此峰值包络检波电路仅适合于大信号工作。络检波电路仅适合于大信号工作。第56页/共106页57v 等效输入电阻Ri。 mimiIUR1检波器的前级通常是一个调谐在载频的高检波器的前级通常是一个调谐在载频的高Q值谐振回路值谐振回路, 检检波器相当于此谐振回路的负载。波器相当于此谐振回路的负载。 为了研究检波器对前级谐振为了研究检波器对前级谐振回路的影响回路的影响, 故定义检波器等效输入电阻故定义检波器等效输入电阻第57页/共106页58利用功率守恒定理：输入功率：iimiRUP22输出功率：RUPoo2忽略二极管导通

34、内阻所消耗的功率，2RRi第58页/共106页59v 惰性失真。 电容放电速度过慢电容放电速度过慢, 导致导致uo的下降速率比包络线的下降速率的下降速率比包络线的下降速率慢慢, 则二极管不能导通则二极管不能导通, 造成造成uo波形与包络线的失真。由于这种波形与包络线的失真。由于这种失真来源于电容来不及放电的惰性失真来源于电容来不及放电的惰性, 故称为惰性失真。下图给出故称为惰性失真。下图给出了惰性失真的波形图了惰性失真的波形图, 在在t1t2时间段内出现了惰性失真。时间段内出现了惰性失真。 0ui包络uot1t2t惰性失真波形图 第59页/共106页60 单频调幅波的包络线表达式为tMUdtt

35、duaimssin)(RuiicRcRCudtduCiccc其下降速率为： 因为电容通过R放电时, 电容电流与电阻电流相同, 即:要避免惰性失真要避免惰性失真, 就要保证电容电压的减小速率在任何一就要保证电容电压的减小速率在任何一个高频周期内都要大于或等于包络线的下降速率。个高频周期内都要大于或等于包络线的下降速率。us(t)=Uim(1+Macost)第60页/共106页61ccuRCdtdu1 在开始放电时刻, 电容电压uc可近似视为包络电压us, 故避免惰性失真的不等式可写为: dtduuRCdtdussc1即tMUtMURCaimaimsin)cos1 (1 所以电容电压的减小速率第6

36、1页/共106页62整理得：1cos1sintMtRCMaa分析可知，f(t)在aMtcos此时有极大值，此时不等式的解为aaMMRC21可见, 调幅指数越大, 调制信号的频率越高, 时间常数RC的允许值越小。第62页/共106页63v 底部切割失真。检波器输出检波器输出uo是在一个直流电压上迭加了一个交流调制信是在一个直流电压上迭加了一个交流调制信号号, 故需要用隔直流电容将解调后的交流调制信号耦合到下一故需要用隔直流电容将解调后的交流调制信号耦合到下一级进行放大或其它处理。下一级电路的输入电阻即作为检波级进行放大或其它处理。下一级电路的输入电阻即作为检波器的实际负载器的实际负载RL, 如图

37、所示。如图所示。 uiiCRuoiciRuiiCRuoiciRCc RL uL(t) uo(t) 第63页/共106页64imLRURRRU为了有效地将检波后的低频信号耦合到下一级电路为了有效地将检波后的低频信号耦合到下一级电路, 要求要求耦合电容耦合电容Cc的容抗远远小于的容抗远远小于RL, 所以所以Cc的值很大。这样的值很大。这样, uo中中的直流分量几乎都落在的直流分量几乎都落在Cc上上, 这个直流分量的大小近似为输这个直流分量的大小近似为输入载波的振幅入载波的振幅Uim。所以。所以Cc可等效为一个电压为可等效为一个电压为Uim的直流电的直流电压源。压源。 uiiCRuoiciRUim

38、RL uL(t) uo(t) 此电压源在R上的分压为：第64页/共106页65则当检波器处于稳定工作时则当检波器处于稳定工作时, 其输出端其输出端R上将存在一个固定上将存在一个固定电压电压UR。当输入调幅波。当输入调幅波ui(t)的值小于的值小于UR时时, 二极管将会截止。二极管将会截止。 也就是说也就是说, 电平小于电平小于UR的包络线不能被提取出来的包络线不能被提取出来, 出现了失真出现了失真, 如图所示。如图所示。 Uim(1-Ma) 0 Uim ui(t) t UR Uim(1+Macost) uL(t) L(t) 第65页/共106页66由于这种失真出现在调制信号的底部, 故称为底部

39、切割失真。imLaimURRRMU)1 (RRRRRMLLa要避免底部切割失真, 必须使包络线的最小电平大于或等于UR, 即:其中R指RL与R的并联值, 即检波器的交流负载。交流负载R与直流负载R越接近, 可允许的调幅指数越大。第66页/共106页67v采取措施：在检波器与下一级电路之间插入一级射随器, 即增大RL的值不改变直流负载，加大交流负载。uiCCcR1R2RL直流负载：21RR 交流负载：LLRRRRR221第67页/共106页68由于设计和制作增益高, 选择性好, 工作频率较原载频低的固定中频放大器比较容易, 所以采用混频方式可大大提高接收机的性能。 6.5 混 频在通信接收机中在

40、通信接收机中, 混频电路的作用在于将不同载频的高频已调波信号混频电路的作用在于将不同载频的高频已调波信号变换为同一个固定载频变换为同一个固定载频(一般称为中频一般称为中频)的高频已调波信号的高频已调波信号, 而保持其调制而保持其调制规律不变。规律不变。v 调幅收音机：载频位于调幅收音机：载频位于535 kHz1605kHz变换为变换为465kHz中频中频v 调频收音机：载频位于调频收音机：载频位于88MHz108MHz变换为变换为10.7MHz中频中频v 电视机：载频位于四十几电视机：载频位于四十几MHz 近千近千MHz变换为变换为38 MHz中频中频第68页/共106页69混频原理及特点 下

41、图是混频电路组成原理图。非线性器 件带 通滤波器本 地振荡器us(t)uI(t)uL(t)混频电路原理图 第69页/共106页70以输入是普通调幅信号：us(t)=Ucm1+ku(t)cos2fct, uL(t)=ULmcos2fLt, 输出中频调幅信号：uI(t)=UIm1+ku(t)cos 2fIt。第70页/共106页71普通调幅信号混频频谱图(a) 混频前； (b) 混频后fcfL(a)(b)ffI fL fcf第71页/共106页72 虽然混频电路与调幅电路、检波电路同属于线性频率变换电路, 但它却有两个明显不同的特点:(1) 混频电路的输入输出均为高频已调波信号。(2) 混频电路通

42、常位于接收机前端, 不但输入已调波信号很小, 而且若外来高频干扰信号能够通过混频电路之前的选频网络, 则也可能进入混频电路。第72页/共106页73 混频干扰其中混频电路的输入除了载频为混频电路的输入除了载频为fc的已调波信号的已调波信号us和频率为和频率为fL的本的本振信号振信号uL之外之外, 还可能有从天线进来的外来干扰信号。外来干扰还可能有从天线进来的外来干扰信号。外来干扰信号包括其它发射机发出的已调波信号和各种噪声。假定有两信号包括其它发射机发出的已调波信号和各种噪声。假定有两个外来干扰信号个外来干扰信号un1和和un2, 设其频率分别为设其频率分别为fn1和和fn2。 us、uL和和

43、un1、un2以下分别简称为信号、本振和外来干扰。以下分别简称为信号、本振和外来干扰。 假定混频电路中的非线性器件为晶体管, 其转移特性为:i=a0+a1u+a2u2+a3u3+a4u4+ u=us+uL+un1+un2=Uscos2fct+ULcos 2fLt+Un1cos2fn1t+Un2cos 2fn2t第73页/共106页74 则 晶体管输出的所有组合频率分量为: f=|pfLqfcrfn1sfn2|, p、 q、 r、 s=0, 1, 2, v 在这些组合频率分量中在这些组合频率分量中, 只有只有p=q=1, r=s=0对应的频率分对应的频率分量量fI=fL-fc才是有用的中频才是有

44、用的中频, 其余均是无用分量。其余均是无用分量。v若其中某些无用组合频率分量刚好位于中频附近, 能够顺利通过混频器内中心频率为fI的带通滤波器, 就可以经中放、检波后对有用解调信号进行干扰, 产生失真。v由幂级数分析法可知, p、q、r、 s值越小所对应的组合频率分量的振幅越大, 相应的无用组合频率分量产生的干扰就越大。 第74页/共106页75 1. 信号和本振产生的组合频率干扰 先不考虑外来干扰的影响。 若信号和本振产生的组合频率分量满足：|pfLqfc|=fIF式中F为音频, 则此组合频率分量能够产生干扰。 例如, 当fc=931 kHz, fL=1396 kHz, fI=465kHz时

45、, 对应于p=1, q=2的组合频率分量为:|1396-2931|=466kHz=465kHz+1kHz 466 kHz的无用频率分量在通过中放后, 与中频为465 kHz的调幅信号一起进入检波器中的非线性器件, 会产生1kHz的差拍干扰, 经扬声器输出后类似于哨声, 故称这种干扰为干扰哨声。 第75页/共106页76 2. 一个外来干扰和本振产生的组合频率干扰 若外来干扰和本振产生的无用组合频率分量满足 |pfLrfn1|=fI p、 r=0, 1, 2, 则也会产生干扰作用。通常将这类组合频率干扰称为寄生通道干扰, 其中中频干扰和镜频干扰两种寄生通道干扰由于对应的p、 r值很小, 故造成的

46、影响很大, 需要特别引起重视。 第76页/共106页77 1) 中频干扰。 当p=0, r=1时, fn1=fI, 即外来干扰频率与中频相同。例如中频为465kHz, 则同样频率的外来干扰即为中频干扰的来源。2) 镜频干扰。镜频干扰。 当当p=r=1时时, fn1=fL+fI。因为。因为fc=fL-fI, 所以所以fn1与与fc在频率在频率轴上对称分列于轴上对称分列于fL的两旁的两旁, 互为镜像互为镜像, 故称故称fn1为镜像频率为镜像频率(简简称镜频称镜频)。例如。例如fI=465kHz, fc=1MHz,则镜频为则镜频为1930kHz。若。若外来干扰中含有外来干扰中含有1930kHz的镜频

47、的镜频, 就会产生镜频干扰。就会产生镜频干扰。第77页/共106页78镜频位置示意图 fLfcfn1fIfIf第78页/共106页79 3.两个外来干扰和本振产生的组合频率干扰 若两个外来干扰能够进入混频电路, 并且和本振共同产生的组合频率分量满足： | fLrfn1sfn2|=fI 则也会产生干扰作用, 通常称为互相调制干扰(简称互调干扰)。 其中r=1, s=2和r=2, s=1 两个组合频率分量影响最大, 由于r+s=3, 故称为三阶互调干扰。显然, 其中两个外来干扰频与载频的关系分别为: -fn1+2fn2=fc2fn1-fn2=fc第79页/共106页80令Us=0, 经分析可知,

48、这两个组合频率分量均是从四次方项a4u4中产生, 振幅分别是 a4Un1U2n2UL和 a4U2n1Un2UL。 2323第80页/共106页81 4 外来干扰和信号、 本振产生的交叉调制干扰若设u=us+uL+un, 在输出电流表达式中, 偶次方项均会产生中频分量, 其中四次方项a4u4产生的中频分量为3a4UsU2nULcos 2(fL-fc)t。显然, 这个中频分量与二次方项a2u2产生的有用中频分量a2UsULcos2(fL-fc)t不同, 因为它的振幅是受外来干扰un的振幅Un控制的。若Un是交变信号, 则此中频分量就会如同一个干扰迭加在有用中频分量上。通常称这种干扰为交叉调制干扰(

49、简称交调干扰)。 其中由四次方项产生的称为三阶交调干扰。虽然四次以上偶次方项也会产生交调干扰, 但影响较弱。 第81页/共106页82v 交调干扰有两个特点: 一是当信号消失, 即us=0, 则它也消失；二是能否产生交调干扰与外来干扰的频率无关, 只取决于此外来干扰能否顺利通过混频电路之前的选频网络。显然, 能产生交调干扰和互调干扰的外来干扰频率都靠近信号载频fc 例如例如, 混频电路之前的选频网络带宽为混频电路之前的选频网络带宽为10 kHz, 若若fc=560 kHz, 则位于则位于555 kHz565kHz范围内的外来干扰都可能产生范围内的外来干扰都可能产生三阶交调干扰。三阶交调干扰。第

50、82页/共106页83 5 .包络失真和强信号阻塞干扰 在式中, 若设u=us+uL, 则在输出电流表达式中, 电压偶次方项均会产生中频分量。其中二次方项产生的振幅为a2UsUL, 四次方项产生的振幅为 可见, 实际中频分量振幅并非与信号振幅Us成正比。Us越大, 失真越严重。因为Us就是已调波的包络, 所以称此为包络失真。若Us太大, 包络失真太严重, 使晶体管进入饱和区或截止区, 则无法将调制信号解调出来, 通常称这种现象为强信号阻塞干扰。 )(23334sLsLUUUUa第83页/共106页84 6 减小或避免混频干扰的措施 从以上分析可知从以上分析可知, 产生混频干扰的根本原因是器件的

51、非线产生混频干扰的根本原因是器件的非线性特性。混频干扰又可分成两类性特性。混频干扰又可分成两类, 一类是由于非线性特性产一类是由于非线性特性产生了众多无用组合频率分量而引起的生了众多无用组合频率分量而引起的, 另一类是由于非线性另一类是由于非线性特性产生了一些受外来干扰控制或与调制信号不成线性关特性产生了一些受外来干扰控制或与调制信号不成线性关系的有用频率分量而引起的。系的有用频率分量而引起的。 针对混频干扰产生的具体原针对混频干扰产生的具体原因因, 可以采取以下三个方面的措施来减小或避免。可以采取以下三个方面的措施来减小或避免。第84页/共106页85 (1) 选择合适的中频。高频放大第一混

52、频第一中放第二混频第二中放解调第一本振第二本振u(t)fL1fL2fcfI1 fL1 fc 10.7 MHzfI2 fL2 fI1 455 kHz二次混频接收机组成方框图第85页/共106页86 (2) 提高混频电路之前选频网络的选择性, 减少进入混频电路的外来干扰, 这样可减小交调干扰和互调干扰。对于镜频可采用陷波电路将它滤掉。 (3) 采用具有平方律特性的场效应管、 模拟乘法器或利用平衡抵消原理组成的平衡混频电路或环形混频电路, 可以大大减少无用组合频率分量的数目, 尤其是靠近有用频谱的无用组合频率分量, 从而降低了各种组合频率干扰产生的可能性。 第86页/共106页87混频电路 晶体管混

53、频电路具有增益高、噪声低的优点晶体管混频电路具有增益高、噪声低的优点, 但混频干扰大。但混频干扰大。场效应管混频电路由于其平方律特性场效应管混频电路由于其平方律特性, 受混频干扰小。受混频干扰小。 二极管平衡和环行混频电路结构简单二极管平衡和环行混频电路结构简单, 噪声低噪声低, 受混频干扰受混频干扰小小, 工作频率高工作频率高(可达近千兆赫可达近千兆赫)。 采用模拟乘法器组成的集成混频电路采用模拟乘法器组成的集成混频电路, 不但受混频干扰小不但受混频干扰小, 而且调整容易而且调整容易, 输入信号动态范围较大。输入信号动态范围较大。第87页/共106页88 1. 晶体管混频电路图中L1C1调谐

54、于输入信号us的载频fc, L2C2调谐于中频fI, 本振uL与UBB0迭加后作为偏置电压。由于us振幅很小, uL振幅较大, 所以可视为线性时变工作状态。采用5.3节的分析方法, 参照式可以看到, iC中含有的组合频率分量为:|nfLfc|, n=0, 1, 2 其中中频电流分量为:iI= g1Uscos 2fIt, fI=fL-fc21第88页/共106页89晶体管混频电路原理图 L2uIiCUCCUBB0L1C1uLusC2高频已调波本振中频已调波第89页/共106页90晶体管工作于线性时变工作状态：)()()()(0tutgtItisc中频电流为：iI=1/2g1Uscos 2fIt, fI=fL-fc第90页/共106页91对g(t)进行积分而求出g1, 而跨导LBBBBtUuBECuUtUuitgBBBE0)()(,)( 若定义混频跨导 , 即中频电流振幅II与输入信号振幅Us之比, 则有: SIcUIg 121ggc 若L2C2回路总谐振电导为g, 则可以求得混频电压增益 ggUgIUUAcsSuc11第91页/共106页92 2 .二极管混频电路二极管平衡混频电路原理图 uLuLi1RLii2usV2u2u1V1usuL第92页/共10