并联型有源电力滤波器直流侧电压柔性控制策略

1、并联型冇源电力滤波器直流侧电压柔性控制策略并联型冇源电力滤波器 控制策略柔性控制低通滤波器 前馈控制1引言有源电力滤波器(apf： active power filter)通过产生与谐波源谐波电流幅值和同、和位和反 的补偿电流来达到消除电网谐波的冃的14,它已成为公认的净化电网环境的冇效手段z-5o 白1971年h.sasaki和t.machida完整描述了 apf的基本原理以来6,对apf的研究工作大部 分集中在谐波电流检测方法和谐波电流的补偿方法上，如瞬时无功功率理论、电流重复控制 8、基丁磁通模型的电流控制9, 10等，而对直流侧电压控制方法及其对电流谐波补偿的彩响缺 乏研究。本文将主要

2、研究并联型apf直流侧电压控制对其谐波电流补偿性能的影响。apf主电路屮肓流侧电压控制对于稳定性的要求高于电压控制精度的要求，通常的apf控制 策略在直流侧电压控制上采用“刚性''指标控制，在谐波电流补偿控制上忽视直流侧电圧环境的异 变，这会导致实际玄流侧电压中所含的固有谐波成分对补偿电流产生影响。适当降低h流侧电压 控制粘度，并忖.在电流控制中引入直流侧电压前馈因子的并联型apf控制策略(称为并联型apf 玄流侧电压柔性控制(flexible dc vollage control, fdcvc)策略)将有助于提升系统性能。2 apf功率传输特点经典的并联型apf系统结构和控制

3、原理图如图1所示。其中vr表示电压调节器，ir表示 电流调节器。非线性负载vdc图1 apf系统结构和控制原理图和一些典型的交流-t直流(ac-dc)接口电气装置(如整流器、逆变器、静止同步补偿器等) 一样，apf系统也是通过实时、适式的变换电气拓扑来实现对ac侧的谐波(及无功)补偿功能。 在稳态下对比考察多种典型的ac -> dc接口电气设备的功率传导情况可以凸显apf特殊的工 作特点。整流器或逆变器在稳态下总是实现从ac到dc方向或反方向的稳定的有功功率传输， 静止同步补偿器(statcom)则实现稳定的无功功率传输。apf的功率传输情况相对复杂，一方 面它不断同电网完成谐波及无功功

4、率的交换，另一方而它也不断同电网完成基波有功功率的交 换。这网种交换在时间上并行重叠发生，前一交换实现了 apf的设备功能，胃接决定了 apf的 运行性能；后一交换维持了 apf宜流侧功率储备，为前一交换的实现奠定了基础。3 apf控制系统结构应用瞬时无功功率理论7,apf控制系统可以在无功和冇功两个参考系卜实现电流解耦控制。 图3给出了 apf在无功、有功系下的apf系统控制框图,其电流、电压的正方向定义如图1所 示。图2中，下标p、q分别表示电流或电压的有功、无功分呈。图2(a)屮，在无功系下，负载无功电流ilq经过基波检测单元f1后得到负载无功电流的基波 成分ilq1,它们作差町得负载无

5、功电流的谐波成分ilqh可以通过模式位mode为apf选择不 同的无功补偿指令电流icq*。当选择ilq时即为谐波无功补偿方式，当选择0时即为全部无功 补偿方式。其厉的无功电流调节器irq输出无功补偿电压ucq。图2(b)中，在有功系下，负载有功电流的谐波检测环节得到负载有功电流的谐波成分ilph, 它和电压调节器vr输出idc相减作为有功补偿指令电流icp*,其后的有功电流调节器irp输 出有功补偿电压ucp。图2(c)中，ucq和ucp经过反park和反clark变换和spwm或svpwm模块后得到与输出 电压成伏秒平衡关系的三相开关管导通时间(ta,tb,tc)。变换桥可以等效为一个线性

6、环节 kpwm,它对应为变换桥的输出电压与对应的输入开关时间的折算系数，经过它最终形成apf 的补偿电压(ua,ub,uc)。a)apf无功电流控制(b)apf有功电流控制(c)apf输出电压控制图2无功、有功系下的apf系统控制图4 apf直流侧电压柔性控制策略直流侧电压控制主要从电压控制和电流控制2个方而対apf系统的控制性能产生影响，传统 的忽视直流侧电压变化【何把其作为常值考虑的“刚性apf直流侧电压控制”存在引入谐波干扰的 问题。apf百流侧电压柔性控制(flexible dc voltage control, fdcvc)策略将分别在电丿玉控 制和电流控制中加以改进。附表并联型ap

7、f仿真模型参数4.1 apf直流侧电压柔性控制策略屮的电压控制方案首先，电压环输出idc参与合成了冇功补偿指令电流icp*,电压环的固冇谐波可能被引入到 系统输出。该固有谐波主要是山直流侧电压控制环的稳态振荡引起的。考虑到三相电网不平衡等因素，apf立流侧电流idc会包含开关频率、6的整数借次和一些低频 的谐波成分，由此会在直流侧电压udc、进而在电压调节器输出idc上产生相应的谐波成分。 可以把所有谐波成分的次数的集合记为n。如图2(b)所示，该谐波成分玄接参与合成有功补偿 指令电流icp*,再通过ipark变换(实际上是完成该谐波与交流电压基波的乘操作)势必会在 apf的补偿电压上形成(x

8、+l)和(xl)次的干扰谐波，其中。fdcvc策略在电压环中增加宜流电压低通滤波环节vf,可以有效抑制立流侧电压控制在合成 有功补偿指令电流环节引入谐波。改进的apf有功电流控制结构图如图3所示。一-个被滤除高 次谐波成分、或者说更加平稳的玄流侧电压环对apf的补偿性能更加有利。从这一点考虑，vf 也可以设计为滞环环节，同样可以起到减小直流侧电压环对apf系统输出的彩响。图3改进的apf冇功电流控制结构图图4改进的apf输出电丿衣控制结构图4.2直流侧电压柔性控制策略中的电流控制方案其次，h流侧电压h接决定了 pwm折算系数kpwm, h流侧电压的自有谐波也可能通过变换 桥引入到apf系统输出

9、。基于伏秒平衡原则，在变换桥的每相输出电压ux和对应该和的开关管导通时间tx具有如下关 系(tpwm为开关周期)：uxxtpwm=udcxtx(x=a,b,c)在忽略开关效应的理想条件下，变换桥对应的折算系数kpwm为：在认为udc实际值与其给定值udcref相等的前提卜，代入* mer geformat ref zeqn num935589 * charformat ! * mergeformat (1)(1)可以得到：而事实上，即使在稳态条件下udoudcref也会因为受到立流侧电压自有谐波的干扰而很难 成立。如果忽略这一谐波干扰，一旦(ta,tb,tc)被施加到变换桥的廿关管上，前述ud

10、c中的 n次谐波成分势必会在最终的apf的补偿电压屮引入谐波，包括谐波与基波作乘得到的(x+1) 和(xl)、以及谐波与谐波作乘得到的y+(x+l), y+(x-l), |y-(x+l)|和|y(xl)|等次数的谐波成分, 其屮x,ygnofdcvc策略在电流环环屮引入直流侧电丿衣前馈因了 kdc,町以冇效抑制百流侧电丿衣控制在电流 环中引入的谐波。改进的apf输出电压控制结构图如图4所示。可取，则有式中，udcref和tpwm都是定值，ux与tx成确定的线性关系，ux中不再律有udc项， 也就不再含育由udc波动所引入的谐波成分。5仿真实验结果在matlab中搭建了并联型apf控制系统的仿真

11、模型，系统参数如附表所示。图5中为ude反馈信号波形，(b)为ude经过玄流电压低通滤波环节vf之后的波形。町以 明显的看到未滤波z前，ude中含冇300hz (电源频率基波的6倍频)谐波成分，而经过滤波后 的波形在进入稳态后谐波成分明显减少。图6将fdcvc控制策略与传统控制策略进行了对比。从图6(a)可见，采用传统apf控制策略得 到的a和电源电流isa的频谱图，可见其中含有丰富的6n±l次(如5次、7次、11次、13次、17 次、19次等)谐波，其中n为自然数，isa的thd (total harmonic distortion谐波总畸变率)为 2.31%。从图6(b)可见，在采用fdcvc控制策略的电压控制方案后，6n±l次谐波基本都得到减 弱，仅有少数谐波成分被稍稍放大，此时isa的thd降为2.08%。从图6(c)可见，在联合采用 fdcvc控制策略的电压控制方案和电流控制方案jn, isa的thd进一步降为1.96%。图5 ude反馈信号和经过低通滤波器后的信号未采川电压控制方案的电源电流a相频谱