典型的运算放大器OP应用电路学黄智伟

1、南华大学黄智伟系列-一些典型的运算放大器OP应用电路结构（精华版）搜集整理了一些典型的运算放大器（OP）应用电路结构如下，供各位参考：（以下内容主要摘自“吴运昌.模拟集成电路原理与应用M.广州：华南理工大学出版社，2004.9” ）1. 波形变换电路    波形变换电路属非线性变换电路，其传输函数随输入信号的幅度、频率或相位而变，使输出信号波形不同于输入信号波形。1.1 检波与绝对值电路1.1.1检波电路    图1.1.1所示为线性检波电路及其传输特性。电路中，把检波二极管D，接在反馈支路中，D2接在运放A输出端与电路输出端之间。该

2、电路能克服普通小信号二极管检波电路失真大，传输效率低及输入的检波信号需大于起始电压（约为0. 3 V的固有缺点，即使输入信号远小于0.3 V，也能进行线性检波，因而检波效率能大大地提高。图1.1.1 线性检波电路及其传输特性    线性检波电路的死区电压大小不决定于二极管的导通电压值，而是取决于D2正向压降VD的影响程度。1.1.2绝对值电路    绝对值电路又称为整流电路，其输出电压等于输入信号电压的绝对值，而与输入信号电压的极性无关。采用绝对值电路能把双极性输入信号变成单极性信号。在线性检波器的基础上，加一级加法器，让输入信号vi

3、的另一极性电压不经检波，而直接送到加法器，与来自检波器的输出电压相加，便构成绝对值电路。其原理电路如图1.1.2所示。 图1.1.2 绝对值电路输出电压值等于输入电压的绝对值，而且输出总是负电压。     若要输出正的绝对值电压，只需把图1.1.2所示电路中的二极管D1、D2的正负极性对调。1.2限幅电路    限幅电路的功能是：当输入信号电压进入某一范围（限幅区）后，其输出信号电压不再跟随输入信号电压变化，或是改变了传输特性。1.2.1 串联限幅电路图1.2.1所示为简单串联限幅电路及其传输特性。起限幅控制作用的

4、二极管D与运放A输入端串联，参考电压（-VR）作D的反偏电压，以控制限幅器的限幅门限电压Vth。 图1.2.1 串联限幅电路及其传输特性改变士VR的数值和改变R1与R2的比值，均可以改变门限电压。1.2.2并联限幅电路    图1.2.2所示为并联限幅电路及其传输特性。二极管D与运放A输入端呈并联关系。 图1.2.2 并联限幅电路及其传输特性 1.2.3 稳压管双向限幅电路    图1.2.3所示为稳压管构成的双向限幅电路和电路传输特性。双向稳压管(2DW7)与负反馈电阻Rf并联。 图1.2.3

5、 稳压管构成的双向限幅电路    稳压管双向限幅器电路简单，无需调整；但限幅特性受稳压管参数影响大，而且输出限幅电压完全取决于稳压管的稳压值。因而，这种稳压器只适用于限幅电压固定，且限幅精度要求不高的电路。1.2.4 二极管双向限幅电路图1.2.4所示为电阻分压二极管双向限幅电路。  图1.2.4 电阻分压二极管双向限幅电路    电路传输特性如图1.2.4(b)所示。1.2.5 死区电路    死区电路又称失灵区电路。当输入信号vi进入某个范围（死区）时，电路输出电压为零；当vi脱离

6、此范围时，电路输出电压随输入信号变化。死区电路在计算机及产品自动检测设备中应用广泛。（1）二极管桥式死区电路图1.2.5所示为二极管桥式死区电路。二极管桥路接在负反馈网络中，其导通情况与参考电压±VR，R及输入电压vi有关。二极管的导通与截止，将改变负反馈量而导致传输系数的改变，达到死区输出电压vo0的目的。电路传输特性如图1.2.5（b）所示。  图1.2.5 二极管桥式死区电路（2）精密死区电路图1.2.6所示为精密死区电路及其传输特性。电路中，把带偏置电压（±E）的两个半波检波（整流）电路A1、D1、D2及A2、D3、D4组合起来。输入信号vi的正

7、、负极性电压分别由正半波检波电路A2和负半波检波电路A1限幅检波后，送入反相相加器A2相加，获输出电压vo。    图1.2.6  精密死区电路    电路的传输特性如图1.2.6 (b)所示。2. 函数发生器   函数发生器是一种能使输出电压与输入电压之间保持某一特定函数关系的变换电路。它主要应用于工业测量及自动控制系统中，常作传感器输入量与输出电压间的线性补偿网络，及信号的调节、压缩与扩张；也常用于产生甚低频波形或作波形变换。    集成运算放大器构成的函数发生

8、器，通常是利用运放组件和外接非线性器件（如二极管、三极管）形成非线性传输特性来逼近实际要求的非线性函数曲线。2.1 运放电路的线性闭环传输特性    运算放大电路的闭环传输特性，主要取决于运算放大器外接的反馈网络及输入端网络，与运算放大器本身的关系不大，因而只要在外电路中接入合适的非线性网络，便能获得所需的非线性传输特性。其基本型式有两种。2.1.1 非线性元件接在输入端    图2.1.1（a）所示运算放大电路中，反相输入端外接了一个非线性元件，反馈支路接电阻Rf。 图2.1.1   产生非线性传输特性

9、的基本型式 已知输入端所接非线性元件的电流与电压之间的关系为   而Rf流过的电流if为  故输出电压vo为    可见，输出电压是与输入信号电压的函数值成比例。即vo与vi之间具有某确定的函数关系。2.1.2 非线性元件接在反馈支路    图2.1.1（b）所示运算放大电路中，反相输入端接电阻瓦，反馈支路接非线性元件。由图可知：            &#

10、160;              故输出电压v。为                         可见，输出电压与输入信号电压的反函数值成比例。    根据上述分析，可以设想：

11、若依输入信号vi的幅度大小，把vi分成若干个区域，而让每个区域的输入信号分别经过具有特定传输特性的有源网络，然后再把各有源网络的输出信号相加获总的输出电压vo，则vo与vi之间便具有某种非线性函数关系。这就是电路上实现用折线来逼近非线性函数的方法之一。2.2二极管函数发生器2.2.1 二极管网络接在反相输入端图2.2.1所示为二极管网络接在反相输入端的函数发生器及其传输特性。图2.2.1 二极管网络接在反相输入端的函数发生器及其传输特性可见，只要合理选取Rf及R1R6各电阻值，便能使输出电压vo与输入电压vi之间具有设定的函数关系。2.2.2二极管网络接在反馈支路图2.2.2所示为二极管网络接

12、在反馈支路函数发生器及其传输特性。    图2.2.2 二极管网络接在反馈支路函数发生器及其传输特性图中，运放A1、A2、A3与其相应的外接元件构成具有不同偏置电压值的线性检波器。输入信号vi分段经三个检波器输出，然后送到反相相加器A4，获总输出电压vo。如果VR取正值，则可以作出如图2.2.2(b)所示的传输特性，这一组折线可逼近抛物线。3. 电压一电流变换电路在控制系统及测量设备中，通常要利用电压一电流变换电路，进行信号的电压一电流之间的变换。例如，对电流进行数字测量时，首先需将电流变换成电压，然后再由数字电压表进行测量，因而需采用电流电压（I/V ）变换电路

13、。又如，在远距离监控系统中，必须把监控电压信号变换成电流信号进行传输，以消除传输导线阻抗对信号的影响。 3.1电流电压变换电路3.1.1 电流电压变换原理电路图3.1.1所示为电流电压变换原理电路。 图3.1.1 电流电压变换电路设A为理想运算放大器，则  可见，输出电压vo正比于输入电流is ，与负载RL无关，实现了I/V变换。图3.1.1所示电路，要求电流源is的内阻Rs必须很大，否则，输入失调电压将被放大 倍，产生很大的误差。而且，电流is须远大于运放输入电流IB。3.1.2 负载不接地V /I变换电路图3.1.2所示为负载不接地电压电流变换原理电

14、路。负载RI接在反馈支路，兼作反馈电阻。 图3.1.2    VI变换电路设A为理想运算放大器，则  可见，负载RL的电流大小与输入电压vi成正比例，而与负载大小无关，实现V /I变换。如果vi不变，则iL为恒流源。图3.1.2所示电路，最大负载电流受运放最大输出电流的限制；最小负载电流又受运放输入电流IB的限制而取值不能太小，而且voiL·RL值不能超过运放输出电压范围。图3.1.3所示为两种负载不接地V /I变换电路，由于输入信号改为直流电压E，故称为恒流源电路。 图3.1.3 负载不接地V /I变换电路（恒流源电路）3

15、.1.3 负载接地V /I变换电路图3.1.4所示为负载接地V /I变换电路。         图3.1.4  负载接地V /I变换电路             图3.1.5 负载接地恒流源4. 电压一频率变换电路   电压一频率变换电路（VFC）能把输入信号电压变换成相应的频率信号，即它的输出信号频率与输入信号电压值成比例，故又称之为电压控制振荡器（VCO）。VFC广泛地应用于调频、调相、模数变

16、换(A/D)、数字电压表、数据测量仪器及远距离遥测遥控设备中。由通用模拟集成电路组成的VFC电路，尤其是专用模拟集成V /F转换器，其性能稳定、灵敏度高、非线性误差小。    VFC电路通常主要由积分器、电压比较器、自动复位开关电路等三部分组成。各种类型VFC电路的主要区别在于复位方法及复位时间不同而已。下面将讨论由运放构成的各种VFC电路和典型的模拟集成V /F转换器。4.1运放构成的VFC电路4.1.1简单的VFC电路图4.1.1所示为简单的VFC电路。 图4.1.1 简单的VFC电路从图4.1.1可知，当外输入信号vi0时，电路为方波发生器。振荡频

17、率fo为    当  时，运放同相输入端的基准电压由vi和反馈电压Fvvo决定。如vi0，则输出脉冲的频率降低，ffo ；如vi0，则输出脉冲的频率升高，ffo。可见，输出信号频率随输入信号电压vi变化，实现V/F变换。4.1.2复位型VFC电路    复位型VFC电路采用各种不同形式的模拟电子开关对VFC电路中的积分器进行复位。（1）场效应管开关复位型VFC电路图4.1.3所示为场效应管开关复位型VFC电路及其波形。  图4.1.3  场效应管开关复位型VFC电路及其波形由图可知，接

18、通电源后，由于比较器A2的反相输入端仅受VB (VB0)的作用，其输出端处于负向饱和状态vo2=vo2L（0，复位开关管T1栅极电位被箝位在数值很大的负电平上而截止，输出管T2截止，输出电压voVoL(< 0)，VFC电路处于等待状态。    当输入正的信号vi后，反相积分器A1输出端电压Vol从零开始向负方向线性增加，当Vol的幅值| Vol | 略大于VB（注意R2=R4）时，A2输出状态翻转，从负向饱和状态跳变到正向饱和状态,Vo2vo2H（0，T2饱和导通，VoVoH（0），二极管D截止，Tl因栅极开路而导，C1通过Tl快速放电，|Vol| 决速下降

19、，A2的输出状态很快又翻转，vo2 Vo2L ，T2截止，VoVOL，T1截止，vi又通过Al对Cl充电， vol又从接近零值开始向负方向线性增加，重复上述工作过程，因而输出端输出频率与输入信号vi的幅度大小有关的脉冲串。当vi增大时，vo1向负方向增加的速度加快，A2输出端从负向饱和跳变到正向饱和状态的时间提前，脉冲串频率升高；当Vi减小时，则相反，脉冲串频率降低。（2）双极型管开关复位型VFC电路图4.1.4所示为双极型三极管开关复位型VFC电路及其波形。 图4.1.4  双极型三极管开关复位型VFC电路及其波形     由图可知

20、，当接通电源，且输入信号vi0时，由于比较器A2反相输入端电位(VD1> 0)高于同相输入端电位（0）,A：输出端处于负向饱和状态，VoVoL(<0)。同时，开关管T截止，积分器A1输出电压Vol=0。VFC电路处于等待状态。    当输入负的信号vi时， vi 经 Al向Cl充电，vol正方向线性增加，当Vol上升到比较器A2的上门限电压 时，A2输出状态翻转，从负向饱和状态跳变到正向饱和状态，voVoH(> 0)。此时，开关管T基极获正偏电压而饱和导通。积分电容Cl通过T快速放电，vol快速下降。当vol降到A2的下门限电压 时，A2输出又跳

21、变为负向饱和状态，VoVoL。4.1.3反馈型VFC电路图4.1.5所示为反馈型VFC电路及其波形。 图4.1.5     反馈型VFC电路及其波形    由图4.1.5可知，它由积分器A1、比较器A2及开关管T组成。开关管不再与积分电容C1并联，而是接在运放A1的反相输入端与地之间。当接通电源，且vi0时，由于VR(< 0)的影响，使A2输出处于负向饱和状态，vo2Vo2L(< 0) ,开关管T截止，输出电压vo为低电平VoL。4.1.4恒流源复位型VFC电路图4.1.6所示为恒流源复位型VFC电路。

22、 图4.1.6 恒流源复位型VFC电路 所谓恒流源复位，是指在积分电容C放电时，由复位电路产生的电流能使C在短时间内放电的电荷量与较长时间充电所得的电荷量相等，提高VFC的精度，这种电路又称电荷平衡型。如图所示电路，当vi为1 mV10 V范围变化时，输出脉冲频率范围为1 Hz10 kHz，非线性失真误差低于0.02，总精度可达0.04。输出信号的频率与输入信号幅度值成线性正比例关系。4.2集成化VFC电路    模拟集成V/F, F/V转换器，具有精度高、线性度高、温度系数低、功耗低、动态范围宽等一系列优点，目前已广泛地应用于数据采集、自动控

23、制和数字化及智能化测量仪器中。集成V/F、F/V转换器大多采用恒流源复位型VFC电路作基本电路。4.2.1 LM131系列    LM131系列V /F与F/V转换器，包括LM131/LM131A, LM231/LM231A和LM331/LM331A几种型号，是电荷平衡型转换器。其工作频率可达到100 kHz；最大线性度，工作频率f10 kHz时为0.01，f100 kHz时为0. 014（外增设运放OP）；低功耗，Vcc = 5 V时为15 mW；输出脉冲电平可与TTL、CMOS电路兼容。图4.2.4所示为LM331和运放A (tcA741)构成的精密V /F转

24、换电路。   图4.2.4  LM331 V/F转换电路电路中，LM331的阀值电压端加上比较电平Vth6= Vcc/27.5V，7脚输入的比较电压由外输入信号vi经运放A及Ri、Cf构成的反相积分器产生。当积分器输出电压v7v6 =Vth6时，芯片内单稳态定时电路中的R-S触发器置位，  ，电流开关SW把镜象电流源is接通1脚流出，对Cf反方向充电，使积分输出电压下降，v7Vth6 ，芯片内单稳态定时电路中的放大管T截止，Vcc经Rt对Ct充电，vct上升，当   时，R-S触发器复位， &#

25、160; ，电流开关SW把is短接到地，放电管T导通，Ct通过T快速放电，   又对Cf正向充电，积分器输出电压正向线性增加，v7上升。当      时，R-S触发器又置位。如此循环往复，在输出端3脚产生一个频率为fo的脉冲波。    图4.2.5所示为LM331和运放A构成的精密FVC电路。电路中，运放A作缓冲级，并构成二阶有源滤波器，当工作频率f1 kHz时，纹波电压峰值小于5 mV，而且响应速度快。 图4.2.5 LM331精密FVC电路图4.2.6所示为LM331与单片微处理器

26、构成的数字化测量仪中的数据处理及显示电路。 图4.2.6  LM331数据处理及显示电路由图可知，多路模拟开关4052、程控放大器OP及低通滤波器Ri , Ci，对传感器产生05 V的模拟输入信号进行预处理。4052的八个通道，其中四个通道用于信号输入选通，而其中一个通道接地，另三个通道连接在一起，可以在程序控制下，实现测量时的自动去零及量程的自动转换，如三个通道分别接不同传感器产生的模拟信号，则可以实现多信号检测；八个通道中的另外四个通道与运放OP配合构成程控增益放大器，对小输入信号预放大。阻容滤波器RLCL用于滤除微小的尖峰脉冲。LM331实现模拟输入信号电压转换成频率

27、变化的信号。微处理器部分由单片微处理器CPU 8031、程序存贮器2732、可编程接口8155及缓冲器和显示器等组成。    电路中，采用计数法来测量LM331输出的频率信号。8031芯片内的两个定时计数器To和T1，置To为计数方式1，T1为定时方式1，定时时间为100 ms，溢出十次可获得1秒的定时，此刻T。的计数值即为LM331输出的频率值。微处理器把双字节二进制的计数又转换成5位BCD码，以便译码显示出待测的输入电压数值。    本系统的软件应包括测频，V/F转换非线性补偿、数据的转换及显示等模块。4.2.2 AD650

28、60;   AD650是单片集成电荷平衡型V /F及F/V转换器。其工作频率f可达到1 MHz，具有输出连续跟踪输入、线性好的特点。最大线性度，f=10 kHz时为0.002，f=100 kHz时为0.005，f=1 MHz时为0.07。输入失调可调整至零，输出可与CMOS和TTL电平兼容。                        

29、                                                  

30、                                  图4.2.9所示为各类型输入电压时的AD650 VFC电路。三个电路中的AD650芯片，除24脚外，其余各引脚外围电路接法完全相同。其中，图(a)为单极性正输入电压电路，与图2-4-14原理电路一样，正

31、输入电压经积分电阻加到积分运放A1的反相输入端3脚，A1的同相输入端2脚接模拟地，由信号源提供积分电流来驱动AD650 0双极性失调电流调整端4脚不用，悬空。图(b)为单极性负输入电压电路，负输入电压加到积分器A1同相输入端，因A1两输入端“虚短”，故积分电流是通过R1、R3从模拟地（信号源正极）取出。4端不用，悬空。电路工作原理与图(a)基本相同，外围元件参数选择原则亦相同。图(c )为双极性（士5V）输入电压电路。双极性输入电压经积分电阻加到A1的反相输入端，同相输入端2脚接10 k电阻到模拟地。4脚外接1. 24 k的电阻到负电源端5脚，可得到标称值为0. 5 mA (10)的偏移电流源

32、，使2脚得到  的偏移电压。因A1两输入端“虚短”，即3脚电压   ，所以当输入信号   时，积分电流  。电路工作原理与图2-4-14所示原理电路相同。    图4.2.9  各类型输入电压时的AD650 VFC电路图4.2.10所示为AD650 FVC电路。 图4.2.10   AD650 FVC电路负极性频率信号经微分网络Cd和Rd后从比较器A2的反相输入端9脚输入，当负脉冲到，其前沿产生负向尖脉冲，使voVth一0.

33、6 V ，比较器输出变高电平，触发单稳态电路进入暂稳定状态，输出高电平，使电流开关SW与积分器A1的反相输入端相接，恒流源is置入A1的反相输入端，对积分电容CINT充电，同时有漏电流流经R1和R3，积分输出电压vo线性上升，单稳态电路结束暂稳定状态，回到稳定状态后，CINT对R1、R3慢放电。下一个负脉冲到，电路又重复上述过程。可见，输出电压vo的平均值与输入负脉冲的频率成正比，实现频率一电压转换功能。附件 EEWORLD提示：为减少服务器的压力，请尽量不要使用迅雷等下载软件。 1.jpg (43.89 KB)2011-8-4 12:09 2.jpg&

34、#160;(6.81 KB)2011-8-4 12:09 3.jpg (27.29 KB)2011-8-4 12:09 4.jpg (31.13 KB)2011-8-4 12:09 5.jpg (36.53 KB)2011-8-4 12:09 6.jpg (33.13 KB)2011-8-4 12:09 7.jpg (48.09 KB)2011-8-4 12:09 8.jpg (2.81 KB)2011-8-4 12:09 9.jpg (3.47 KB)2

35、011-8-4 12:09 10.jpg (2.92 KB)2011-8-4 12:09 11.jpg (3.1 KB)2011-8-4 12:09 12.jpg (1.99 KB)2011-8-4 12:09 13.jpg (48.66 KB)2011-8-4 12:09 14.jpg (52.57 KB)2011-8-4 12:09 15.jpg (1.45 KB)2011-8-4 12:09 16.jpg (4.24 KB)2011-8-4 12:0

36、9 17.jpg (1.45 KB)2011-8-4 12:09 18.jpg (40.79 KB)2011-8-4 12:095. 采样一保持电路采样一保持（S/H）电路具有采集某一瞬间的模拟输入信号，并根据需要保持并输出所采集的电压数值的功能。S/H电路广泛应用于多路快速数据检测系统。5.1采样一保持电路基本工作原理及性能5.1.1 S/H电路基本工作原理S/H电路的原理电路、电路符号及波形如图5.1.1所示。 图5.1.1  S/H电路的原理电路、电路符号及波形 电路中，SW为模拟电子开关，其状态由逻辑控制信

37、号vc控制。CH为保持电容，其两端电压即为S/H电路输出电压vo。当控制信号vc为高电平“1”时，模拟电子开关SW闭合S/H电路进入采样状态，输入信号vs(t)迅速对CH充电，vo(t)精确地跟踪输入信号；当vc为低电平“0”时，SW断开CH立即停止充电S/H电路进入保持状态，vo(t)保持SW断开瞬间的输入信号电压值不变。理想采样一保持特性如图（c）所示，其数学表达式为式中，to为逻辑控制信号vc从“1”变为“0”的时间。    实际的采样一保持电路，常需设置缓冲级把模拟开关SW，保持电容CH与信号源及负载隔离开，以提高采样一保持电路的性能。5.1.2 S/H电路性能指标

38、    S/H电路的主要性能指标有采样时间、断开时间；采样精度、保持精度等。（1）采样时间和断开时间    S/H电路由保持状态变为采样状态，或由采样状态变为保持状态并不是瞬间完成，需要一定的时间。    从发出采样指令开始到输出信号达到所规定的误差范围内的数值为止，所需的时间称为采样时间（又称捕捉时间），一般为0.110s数量级。    从发出保持指令开始到模拟开关断开，输出稳定下来为止，所需的时间称为断开时间（又称孔径时间），一般为10150 ns数量级。    采样时间长，电路的跟踪特性差

39、；断开时间长，电路的保持特性不好。两者都限制了S/H电路工作频率的提高，即限制了电路工作速度。（2）采样精度和保持精度    实际的S/H电路，采样期间，输出信号难于准确稳定地跟踪输入信号，两信号间存在一定的偏差，称为采样偏移误差。保持期间，输出信号也不可能绝对维持不变，总是有所下降，即实际保持值与理想保持值之间存在一定的误差。    采样精度和保持精度分别说明采样期和保持期实际特性与理想特性接近的程度。精度越高，误差越小，说明实际特性就越接近理想特性。    一般来说，对快速变化信号，应采用高速S/H电路，其采样精度和保持精度相应会

40、比较高，而对于慢速变化信号，当要求保持期较长时，采用高速S/H电路，则其保持精度不一定高。5.2反相型S/H电路5.2.1简单反相型S/H电路    图5.2.1所示为简单的反相型S/H电路。它由场效应管T构成的模拟电子开关、保持电容CH及反相工作的运放A组成。       图5.2.1 简单反相型S/H电路                       &#

41、160;                图5.2.2  改进的反相型S/H电路    当控制信号vC0时，隔离二极管D截止，N沟道结型场效应管T导通，输入信号v5通过运放A及Rf，R1对CH充电，电路处于采样状态。    当vc0时，D导通，T的栅极加上比夹断电压VP（0的数值更大的负电压而截止，CH停止充电，电路处于保持状态。    S/H电路处于采样状态时，若略去场效应管导通内阻Ron，电路实质上是一个一阶RC有

42、源低通滤波器，其低频传输系数为一Rf/R1，高频端截止频率fH1 /2RfCH。为使vo能跟踪vS的变化，应取RfR1，而且介应尽可能提高，否则会延长采样时间。但由于场效应管T导通电阻Ron约几百欧姆，而且受工作电流及温度的影响，因而将影响采样精度及延长采样时间。S/H电路处于保持状态时，由于场效应管截止时存在泄漏电流，将影响保持精度。这种简单的反相型S/H电路仅适用于对精度和速度要求较低的应用场合。5.2.2改进的反相型S/H电路图5.2.2所示为改进的反相型S/H电路。它与图5.2.1所示电路相比，仅增加了双极型PNP管T2、二极管D2及R4。    当VC0时，采样期

43、，T2截止，不影响采样工作状态。当vc0时，保持期，T2饱和导通使场效应管T1源极电压箝位于T2的饱和压降Vces，电压很低， T1的泄漏电流大大减小，从而减小对保持精度的影响。    反相型S/H电路输入电阻低，其值等于R1，而且精度较低。5.3同相型S/H电路5.3.1简单同相型S/H电路图5.3.1所示为简单的同相型S/H电路。它由场效应管T构成的模拟电子开关、保持电容CH和运放A构成的电压跟随器等组成。 图5.3.1 简单的同相型S/H电路      当VC0时，T导通，S/H电路处于采样状态；当VC0时，T截止，S/H电路处

44、于保持状态。    这种电路，场效应管参数对电路精度的影响与反相型相同，电路精度较低，而输入电阻比反相型S/H电路大。5.3.2改进的同相型S/H电路图5.3.2所示为改进的同相型S/H电路。 图5.3.2  改进的同相型S/H电路由图可知，当VC0时，P沟道结型场效应管T2截止，N沟道结型场效应管T1和T3导通，其导通电阻分别为Ron1和Ron2，电路处于采样状态。运放A1、A2和R3构成负反馈电路，其中A1为误差放大器，当输出电压vo0时，通过反馈校正作用，使vO= Vs。环内Ron1和Ron2及A1、A2的失调和漂移对精度的影响均大大地削

45、弱。因而提高了S/H电路的采样精度。      当VC0时，T1和T3截止，T2导通，电路处于保持状态。T2导通使A1继续处于负反馈闭环状态，避免A1处于开环应用而进入深度饱和状态，以缩短S/H电路从保持状态到采样状态的过渡时间。由于T1和T3为对称管，两管的泄漏电流值相等，且反馈补偿电容CsCH，因而开关管泄漏电流、A2的基极偏置电流将在Cs、CH上产生数值相同的电压变化量，而且两电容电压的变化对输出电压vO的影响刚好相反，互相抵消，大大地提高了S/H电路的保持精度。5.4 单片集成采样一保持电路   目前国内外已生产出多种型号的单

46、片集成采样一保持放大电路。如单片集成采样一保持放大电路HA2420、AD582等。第6节反相峰值检出6. 峰值检出电路6.1峰值检出电路原理   峰值检出电路是一种由输入信号自行控制采样或保持的特殊采样一保持电路。当复位指令vC未到时，输出信号自动跟踪输入信号的峰值，并自动保持相邻两复位指令期间的输入信号的最大峰值，一旦下一个复位指令到来，保持电容CH上的信号立即回零，并接着进行下一次峰值检出。理想峰值检出电路的输入电压v、和输出电压v。波形如图6.1.1所示。    图6.1.1 理想峰值检出电路波形6.2 同相峰值检出电路

47、0;   图6.2.1所示为同相峰值检出电路。它由A1和D1、D2构成的半波整流电路、保持电容CH、起缓冲作用的电压跟随器A2及复位开关管T组成。    图6.2.1  同相峰值检出电路    由图可知，A1和A2构成负反馈系统。当复位信号电压vc0时，场效应管T截止，电路处于采样一保持状态，vo= vcH，如vSvo，则vo1vcH ，Dz截止、Dl导通，误差电压经Al放大后，通过D1对CH充电，使vcH、vo跟踪vS；如vSvo，则D2导通、D1截止，vovcH不再跟踪vS，保持已检出的vS的最大峰值

48、。 D2导通提供A1负反馈通路，防止A1进入饱和状态。当vC0时，即复位指令到,T导通，CH通过T快速放电，vcH0，当vC0时，电路又开始进入峰值检出过程。6.3 反相峰值检出电路图6.3.1所示为反相峰值检出电路。 图6.3.1 反相峰值检出电路A2为反相积分器，输出vo经Rf反馈到A1的同相输入端形成负反馈。电子开关SW断开时，如vS-vO，则vO0，D2截止、D1导通，电路处于采样跟踪状态，迫使vOvS。如vSvO，则vo1O，D1截止、D2导通，电路处于保持状态。D2导通，使A1处于负反馈限幅状态，防止A1饱和。C1和C2为校正电容。SW为复位电子开关。第7节信号发生器7.

49、 信号发生器   信号发生器可分为正弦波发生器和非正弦波发生器（又称为张弛振荡器）两大类。由模拟集成电路构成的正弦波发生器，其工作频率多数是1 MHz以下，其电路通常由工作于线性状态的运算放大器和外接移相选频网络构成。选用不同的移相选频网络便构成不同类型的正弦波发生器。非正弦波发生器通常由运放构成的滞回比较器（又称施密特触发器）和有源或无源积分电路构成。不同形成的积分电路便构成各种不同类型的非正弦波发生器，如方波发生器、三角波发生器、锯齿波发生器、单稳态及双稳态触发脉冲发生器及阶梯波发生器等。此外，用模拟集成电路构成的信号发生器均需附设非线性稳幅或限幅电路，以确保信号发生器

50、产生信号的频率及幅度的高稳定度。 7.1 正弦波发生器7.1.1移相式正弦波发生器    移相式正弦波发生器是由三节RC超前或滞后移相反馈网络和反相放大器组成，常用于产生低频正弦信号。三节RC电路含1.800相移，与负反馈放大器正好在该频率上构成正反馈，满足振荡的相位平衡条件FBf(W) = 0，若适当选择稳幅负反馈网络的反馈电阻RF ,使放大器闭环增益大于1，即满足振荡的振幅平衡条件A(w) / F(w) = 1，就能在输出端得到正弦波振荡信号。图7.1.1所示为由两个运放组成的移相式正弦信号发生器。 图7.1.1  由两个运放组成

51、的移相式正弦信号发生器三节RC网络由C,R及A1的闭环输入电阻构成，与运放A1组成正反馈放大器。  7.1.2文氏桥式正弦波发生器    文氏桥式正弦波发生器亦是常用的RC低频振荡器，由运放构成的同相放大器和文氏电桥反馈网络组成，基本电路如图7.1.2所示。其中R1、C1、R2、C正反馈网络与R3、R4负反馈网络构成文氏电桥。 7.1.2  文氏桥式正弦波发生器    图7.1.3所示为双向稳压管稳幅文氏桥式振荡器。在振荡幅度较小时，稳压管支路开路，闭环增益Avf较大，决定于R3、R4、R5。当

52、振荡幅度达到稳压管击穿电压V2时，2DW 7B击穿，负反馈加深，使Avf下降而稳定输出幅度。R6与2DW 7B串联，在2DW7B击穿时可避免Avf值变化太厉害而造成波形失真。当R1 、R2取1.5 k士5，C1、C2取107200 pF士0. 5时，振荡器可获得失真度小于0.5的1 kHz正弦信号。  图7.1.3  双向稳压管稳幅文氏桥式振荡器图7.1.4所示为双二极管稳幅文氏桥式振荡器。起振时及振荡幅度较小时，R1上压降不足于使D1、D2导通Avf较大；当振荡幅度增至某一值时，两二极管分别在输出电压的正负两个半周轮流导通，而且由于二极管正向导通的非线性，正向电

53、压越大，正向电阻越小，使振荡器的负反馈深度加深Avf相对下降，使Vo幅度稳定在某一值。 图7.1.4  双二极管稳幅文氏桥式振荡器图7.1.5所示为场效应管稳幅文氏桥式振荡器。当场效应管的漏源电压VDS较小时，其工作于可变电阻区，漏源电阻rDs几乎随栅源电压VGS线性变化，此时场效应管相当于压控电阻。如图所示，当电路起振时及振荡幅度较小时，由于稳压管Dz未击穿，场效应管VGS = 4，rDs小，负反馈量小, Avf较大。当输出幅度达到某值时, Dz击穿，信号负半周经二极管D整流，R3、C3滤波，在C3上获得上负下正的电压VC3，经分压电阻分压及Rw调节加到场效应管栅源之间，

54、使VCs0，且输出信号幅度越大, VGS的负值越大，rDs越大，负反馈深度越深， Avf越低，从而稳定振荡器输出信号幅度。 图7.1.5  场效应管稳幅文氏桥式振荡器7.1.3双T选频网络正弦波发生器把双T网络并接在具有正反馈的运算放大器的负反馈回路中，便构成双T选频网络正弦波发生器，其电路如图7.1.6所示。由图7.1.6可知，两个T型网络分别由R、R、2C和C、C、R/2所构成。利用星形电路与三角形电路互相转换的方法，可将双T网络简化成图7.1.7所示的等效电路。 图7.1.6 双T选频网络正弦波发生器在图7.1.6所示电路中，双T网络并接于运放A的反相输入端

55、与输出端之间，对0之外的其它频率分量产生较强的负反馈，足以抵消由正反馈网络Rf1、Rf2引入的正反馈量；而对于0的频率分量，负反馈极弱，而Rf1、Rf2引入的正反馈量足够使电路振荡于0上，输出频率fO= 1 /2RC的正弦信号。为了稳定振荡信号的幅度，Rf1,或Rf2应选用特性合适的非线性元件。应该特别指出的是，上述分析结果是在R、C参数值完全对称的条件下获得的，如果参数值不对称，例如仅将电阻R/2的取值减小，则双T网络的相频特性便会发生明显变化，在0处，（0）将达到-180°，此时，并接于负反馈回路的双T网络，在0频率分量上将构成正反馈，而其它频率分量仍为较强的负反馈，因此取消正反

56、馈网络亦能构成正弦信号发生器，其实用电路如图7.1.8所示。 图7.1.8 参数值不对称双T网络正弦信号发生器7.1.4正交信号发生器    正交信号发生器可输出两个相位差为90°的正弦信号，即一个是正弦信号，另一个是余弦信号。其电路的构成与工作原理的分析方法与前面三种类型的正弦波发生器不同。它由运放构成的有源积分电路组成，通过求解描述正弦振荡的二阶微分方程来理解电路工作原理。图7.1.9所示为正交信号发生器原理电路。 图7.1.9  正交信号发生器原理电路其中，A1构成同相积分器，A2构成反相积分器。  

57、; 图7.1.10所示为一个实用双向稳压管稳幅正交振荡器。 图7.1.10 一个实用双向稳压管稳幅正交振荡器7.2 方波发生器7.2.1方波发生器基本电路图7.2.1所示为方波发生器基本电路和波形图。它是由运放A及R1、R2构成的滞回比较器和Rf、C构成的无源积分器所组成。稳压管Dz及限流电阻R3起限幅作用，使输出电压vo（t）的幅度限于-Vz与+Vz(设稳压管正向导通压降VD<<Vz，可忽略)。 图7.2.1  方波发生器           

58、;                                                  

59、;                                                  

60、; 7.3 三角波发生器图7.3.1 所示为三角波发生器及其波形图。 图7.3.1  三角波发生器它由A1构成的同相滞回比较器（基准信号和比较信号均加到同相输入端）和A2构成的单时间常数有源积分器组成。因而A2输出三角波vo(t)，A，输出对称方波vo(t)。图7.3.2所示为实用的高精度三角波一方波发生器。它由A1(FC3)构成的有源积分器和A2、A3（均为 FC3 ）构成的同相滞回比较器组成，波形产生的原理与图2-1-14所示三角波发生器完全相同。         

61、60;                     图7.3.2 实用三角波一方波发生器     电路中，A2采用二极管D1、D2（全部二极管选用2CK 1）组成的双向限幅器，其输出幅度箱位在±VD±0. 7 V。A3采用D3、D4和R5、R6组成的电阻分压式二极管双向限幅器。7.4 锯齿波发生器如果把图7.3.1所示三角波发生器中

62、的单时间常数有源积分器改为双时间常数有源积分器便变成了锯齿波发生器，如图7.4.1所示。该电路的工作原理与图7.3.1相同。锯齿波电压幅度、电压峰一峰值、与三角波相同。    图7.4.1   锯齿波发生器7.5 单稳态及双稳态触发器    用集成运算放大器构成的单稳态触发器及双稳态触发器，温度稳定性好，脉冲宽度调节范围大，调试简单方便，广泛应用于脉冲整形、定时及延时电路。7.5.1单稳态触发器图7.5.1所示为单稳态触发器。此电路与图7.2.1所示方波发生器相比，增加了充放电电容C的箝位二极管D1，及运放A同相输

63、入端增设了由隔离二极管D2及微分电路Rd、Cd组成的触发脉冲输入电路。 图7.5.1  单稳态触发器7.5.2双稳态触发器图7.5.3所示为双稳态触发器。  图7.5.3  双稳态触发器它实际上是由具有二极管双向限幅的滞回比较器构成。7.6 阶梯波发生器    图7.6.1所示为阶梯波发生器。它由矩形波发生器A1、积分器A 2和滞回比较器A3组成。矩形波发生器A1输出电压vol (t)的高、低电平值VHl、VLl分别取决于运放A1的正、负向饱和压降，其周期T'及窄负脉冲的占空系数d /T可分别通过调整Rwl

64、和Rw2进行调节。积分器A2将A1产生的一个个周期性负脉冲波积分成一个台阶波Vo2 (t) 。滞回比较器A3用作阶梯波周期To的控制电路，其同相输入端的输入信号与A2的输出vo2(t)成正比，当vo2 (t)上升至某一值，使A 3同相输入端电压VP3略高于反相输入端的基准电压vo3时，A3输出状态翻转。电路工作过程如下：在VP3VR3期间，A3输出Vo3 (t)0，D2截止，不影响A2的工作状态。当A1输出负脉冲电压VL1，时，D1导通, VL1被A2积分，vO2 (t)快速上升一个台阶值V；A1输出为正电压VH1时，D1截止，A2输出电压保持不变，形成一个平台阶电平。因而A1每输出一个负脉冲，v02 (t )便上升一级台阶。当vo2 (t)上升至使VP3VR3时，A3输出高电压使D2导通，迫使A2反向积分，而且反向积分电流比VL1产生的正向积分电流大，