异步电机矢量控制系统设计

1、异步电机矢量控制系统设计摘要目前广泛研究应用的异步电机调速技术有恒压频比控制方式、矢量控 制、直接转矩控制等。本论文中所讨论的是异步电机矢量控制调速法，相 对于恒压频比控制和直接转矩控制，它有优秀的动态性能和低速性能，还 有其调速范围宽的优点。在给出异步电动机的矢量控制原理的同时，一并给出了矢量变换实现 的步骤，解释了三相异步电动机数学模型的解耦方法。在论述了三相异步 电功机的磁场定向原理之后，又介绍了转子磁链计算方法并设计了转子磁 链观测器。 详细分析了转矩调节器， 转速调节器和磁通调节器的工作原理， 并根据各个调节器的原理对各个调节器进行了相应的设计。以为控制核 心，设计了异步电机矢量控制

2、系统的硬件电路。关键词： 异步电机 矢量控制 处理器1 概述1.1 系统设计的主要任务要求异步电机矢量控制系统设计是基于三相异步电机的交流调速技术的 研究123 ，本设计的主要任务有： （1）研究矢量控制系统的原理 4 。（2） 研究矢量控制系统的实现方法。 （ 3）分析矢量控制系统特点与软硬件接口。（4）设计矢量控制系统硬件电路 （ 5）设计矢量控制系统的软件流程。 （6） 对矢量控制的数学模型进行仿真分析 5 。1.2 国内外研究现状矢量控制理论是由美国和德国的科学家在二十世纪七十年分别提出的 理论56 ，经过半个世纪的补充和完善，使得矢量控制技术在工农业各种 生产应用中逐渐突出 78 。

3、交流电机矢量控制技术就是建立电机可靠的数学模型，把定子电流矢 量分解为转矩电流矢量和励磁电流矢量，分别控制其方向和大小，使其合 成变频器的可控有效信号 9 。此技术是建立在直流调速系统深入研究基础 上的仿直流调速系统，它实现了交流电机的直流化控制，进而极大地提高 了交流调速系统的高效性、稳定性和易操作性。异步电机矢量控制系统的 基本思想是通过对变频器参数的控制信号的分析控制，实现对电磁转矩的 有效控制，使得异步电机调速系统获得和直流调速系统相似的控制方法与 控制效果。具体原理如下：首先将电流的坐标变换，将定子上的三相对称 电流 iA、i B 、iC 通过坐标变换到同步旋转坐标系坐标系下两相直流

4、电流 （同 步旋转坐标系下，始终保持坐标系中 d 轴与转子磁场方向一致） ，即通过 数学变换将三相交流电机的电子电流分解为两个分量：产生旋转磁动势的 励磁分量 iM 和产生电磁转矩分量 i r ，然后以控制电流电机的方式分别对磁 场和转矩进行单独控制，再经过变换方式把控制的结果转换成随时间变化 的瞬间变量，所以系统控制频率特性好、控制精度高、转矩动态响应速度 快。总而言之，矢量控制技术的发展与完善极大地提高了工农业的生产水 平，并减少了对环境的破坏，降低了对能源的损耗。1.3 本设计的完成的主要工作在设计中主要研究了按转子磁链定向的异步电机矢量控制系统，并对 系统的硬件设计 10 、软件设计、

5、仿真分析 1112 与控制方法做了详细的论 述和验证。在本设计中可以分为理论研究、硬件设计、软件流程设计、系 统等几个部分。采用空间电压矢量脉宽调制（）技术 13 ，使得系统的控制 效果突出于传统的控制方法。本文所完成主要工作包括：（1）介绍了交流调速系统的发展和控制方法的完善以与本系统研究 的应用背景和意义。（2）对电机的矢量控制的基本原理做了比较详细的介绍， 另外就矢量 控制系统的发展和控制思想进行了比较细致的论述。（3）对系统硬件电路的设计进行详细解释。 设计采用公司生产的芯片 320F2818 作为控制核心并进行了硬件控制电路设计 14 ，另外还设计了相 应的以智能控制模块为核心的逆变

6、耦合电路、检测电路、整流滤波电路以 与保护电路。（4） 详细论述了本设计的采用的矢量控制系统软件，对应硬件电路以 与控制算法，编写了整个系统的软件流程图。（5） 建立了系统在平台上仿真模型，对系统的参数进行了设置， 最后 得出了系统的仿真控制模型效果图，验证了系统设计的正确性与可行性。（6） 对整个矢量控制系统的优点和缺点进行了分析和总结，并对以后 的研究方向进行了展望。2异步电机调速的基本理论2.1异步电机的三相数学模型因为在研究异步电机的数学模型时研究的是理想模型，所以需要对模型条件进行假设15:1）忽略空间内的谐波，设三相绕组为对称绕组，在空间中互相相差 3电角度，所产生磁动势沿气隙按正

7、弦规律分布；2）忽略磁路的饱和影响，假设各绕组互感以与自感都是恒定的；3）忽略铁心中的损耗；4）不考虑频率变化和温度变化对绕组电阻阻值和耗散功率的影响。无论异步电机转子是绕线型还是笼型的，都可以等效成三相绕线转子，并折算到定子侧，折算后的定子和转子绕组匝数等。异步电机三相绕组可以是Y联结，也可以是联结，以下均以Y联结进行讨论。若三相绕组为联结，可先用变换，等效为 Y联结，然后按Y联结进行分析和设计。三相异步电机的物理结构模型如图 1所示，定子三相绕组轴线A、B、 C在空间中是固定的，转子绕组轴线 a、b、c以角速度 随转子旋转。如 以A轴作为参考坐标轴，转子a轴和定子A轴间的电角度 为空间角位

8、移变 量。规定各绕组电压、电流、磁链的正方向符合电动机惯例和右手螺旋定则。图2-1三相异步电机的物理模型异步电机三相动态数学模型的数学表达式 异步电机动态数学模型由电压方程、磁链方程、运动方程和转矩方程组成，其中磁链方程和转矩方程是代数方程，电压方程和运动方程是微分 方程。1.磁链方程 异步电机每个绕组的磁链是它本身的自感磁链和其他绕组对它的互感 磁链之和，因此，六个绕组可用下式表示。LAAALABLACL AaLAbLAc i AALBABLBBLBCL BaLBbLBc i BBLCAC=LCBLCCLCaLCbLCci C（2-1）LaALaBLaCLaaLabLaciaaLbALbBL

9、bCLbaLbbLbcibbLcAcLcBLcCLcaLcbLbcic或写成Li（ 2-1a ）式中iA，iB，iC，ia，i b ， i c定子和转子相电流的瞬时值；B, C, a ,b , c各相绕组的全磁链。L 为电感矩阵，其中对角元素 L AA 、 L BB 、 L CC 、L aa 、 L bb 、 L cc 是各相绕组的自感，其余各项都 是相应两相绕组间的互感。定子各相的漏磁通所对应电感就是定子漏感L ls ，各相转子的漏磁通相对应转子上的漏感 L lr ，由于各相绕组是对称的， 所以各相的漏感值均相等。相对于定子互感Lms的是定子一相的绕组交链的磁通最大互感值，而相对应于转子互感

10、 L mr 的是转子一相绕组的交链中的最大的互感磁通，由于折算后的定子和转子的绕组匝数相等，故Lms= Lmr。上述各量都已折算到定子侧，为了简单起见，表示这算量的上角标“'”均省略，以下同此。对于每一相的绕组来说，它所交链的磁通是漏感磁通与互感磁通之和,因此，定子各相的自感为L AAL BBL CCL msLis(2-2)而转子各相的自感为aaL bbI ccL msLis(2-3 )绕组之间互感分为两类：定子三相相互之间和转子三相相互之间的位置都相对固定的，所以互感值是常量；定子任意一相与转子任意一相之间相对位置都是变化着的，所以互感值是角位移B的函数。先讨论第一种情况，三相绕组的

11、轴线在空间中彼此的相位相差是，如 果假设气隙磁通是正弦分布的，那么互感的值就应该是L cos L cos 1 L ，于是就有ms3ms32msL ABL BCL CAL BAL CBL AC2lms(2-4 )I abI bcI caI baI cbI ac2lms关于第二种情况，也就是定、转子绕组间的互感由于绕组的相对位置变化而变化时（见图2-1 ），可分别表示为L Aa1 aA1 Bb1 bB1 cC1 CcL ms COS(2-5 )2I AbI bAI BcI cBI CaI aCL ms cOs32I AcI cAI BaI aBI CbI bCL ms cOs3在定子和转子的两相绕

12、组的轴线重合时，两者的互感值最大，Lms就是最大互感。将式（2-4 ）、式（2-5 ）代入式（2-1），即得到完整的磁链方程，用矩阵表示为I ssL sr is(2-6 )LrsI rr式中9 sA9 raTBCTbcTi cTi c11L ms L ls2 L ms2 L ms11L ss2 L msL ms L ls2 L ms丄L2ms-l2msL ms L lsis i A i B ir i a i b(2-7 )11I msI Ir2 L ms孑L ms112 L msI msI IrLms1 I2 L msiLLI msI IrI rr(2-8 )22coscoscos33T22（

13、2-9）I rsL srL ms COs3coscos322coscoscos33I和I互为转置矩阵，而且都和转子的位置有关，它们的元素均为 变参数，这是系统非线性的一个根源。电压方程定子的三相绕组的电压平衡方程式为(2-10)相对应，转子的三相绕组折算到定子一侧之后电压方程式为U aia Rrdad t d(2-11)bib RrU bd tdU cic Rrd t式中 UA、 UB、 UC、 Ua、Ub、Uc为定子和转子相电压的瞬时值；Rs、Rr为定子和转子绕组电阻。将电压方程写成矩阵形式U ARs00000 iAAUb0Rs0000 iBBUc00Rs000 iCdC(2-12 )Ua0

14、00Rs00iad taUb0000Rs0ibbUc00000Rsicc或写成(2-13 )如果把磁链方程式代入到电压方程式，那么得展幵之后的电压方程式为u Ri Lid tRi(2-14)式中L缶一由于电流变化而引起的脉变的电动势;由于定子和转子的相对位置变化而产生的与转速之间成正比关系的电动势，即旋转电动势。转矩方程根据电机能量转换的原理，电感为线性电感时，磁场储能Wm以与磁共能w m为W m W 'm 打 I f iTLi( 2-15 )电磁转矩等于机械角位移的变化时，磁共能变化率为(将电流变化不计，约束为一个常值)，而且机械角位移为，于是WmI eWmnp-i常数(2-16 )

15、i常数将式（2-14）代入式（2-15 ）,由于考虑到了电感分块矩阵的关系式,1 T L2“pi i1 T 0 inpi LrsLri0(2-17)又考虑到iTT Tis ir iAic ,代入式（2-17 ）得(2-18)将式（2-9）代入式（2-18 ）并展幵后，得Te npLms iaia iBib iCicsin iaib iBic iCiiAic iBia iCib sin 120sin120 (2-19)2.1.4运动方程根据对运动控制系统的理论研究，运动方程式为(2-20)式中j 异步电机的转动惯量;负载转矩（包括摩擦阻转矩）转角方程为(2-21 )上述的异步电机动态数学模型是在

16、线性磁路、磁动势在空间按正弦分 布的假定条件下得出的，对定、转子电压和电流未作任何假定，因此，该 动态模型完全可以用来分析含有电压、电流谐波的三相异步电机调速系统 的动态过程。2.2 坐标变换坐标变换的基本思路图 2-2 给出了两极直流电动机的物理模型，图中 F 为励磁绕组， A 为 电枢绕组，C为补偿绕组。F和C都在定子上，只有 A在转子上。把F的 轴向称作直轴或者 d 轴（ ），主磁通 的方向就是沿着 d 轴的； A 和 C 的 轴线则称为交轴或者 q 轴（ ）。如果可以把交流电机物理模型（图 2-1 ）等效的变换成类似直流电机 的模型，分析和控制的过程就可以大大地简化。而坐标变换正是按照

17、这种 思路进行的。在这里，不同坐标系之中的电动机模型可以等效看待的原则 是：绕组在不同的坐标系之中产生的合成磁动势是相等的。在交流电机的对称三相静止绕组 A、B、C 中，在电路中同三相平衡正 弦交流电电流 iA、 iB、 iC 时，它们产生的合成磁动势就是旋转磁动势ABCF ， F 在空间是正弦分布， 并以同步转速 1顺着的相序在旋转， 如图 2-3 所示。图2-3三相坐标系、两相坐标系的物理模型图2-3中绘出的两相绕组 、，通以平衡两相交流电，电流为i和i， 也能产生旋转的磁动势。如果三相绕组和两相绕组产生的磁动势大小和转 速都相等时，就可以认为两相绕组和三相绕组等效，这就是3/2变换。图2

18、-4中除两相绕组、夕卜，还给出了匝数相等的两个相互正交的绕 组d、q，分别通直流电流id和iq，使其产生的合成磁动势 F的位置相对于 绕组的位置来说是固定不变的。如果人为地使铁心（包含绕组）以同步转 速去旋转，则磁动势F也将随着铁心旋转，F就可以成为旋转磁动势。如 果这个旋转磁动势 F的大小和转速都与固定交流绕组所产生的旋转磁动 势相等，那么这套旋转的直流绕组就可以视为和前面两套固定的交流绕组 都是等效的。少F图2-4静止两相正交坐标系和旋转正交坐标系的物理模型222 三相-两相变换（3/2变换）图2-5是交流电机的坐标系的等效变换图。图中A，B，C三个坐标轴分别代表电机分解后的参量的三相坐标

19、系，而、 则表示电机参量后分解的静止的两相坐标系。而在每一个坐标轴的磁动势的分量都可以通过在 这个坐标轴上的电流i和电机在这个坐标轴上的匝数N之间的乘积来表示，其空间矢量均位于相关的坐标轴上。图2-5两相正交坐标系和三相坐标系的磁动势矢量按照磁动势等效原则，三相合成磁动势与两相合成磁动势相等，故两套绕组磁动势在、轴上的投影都相应相等，因此N2iN2iBN 3i a N3jBCOS3 N 3i C C0SgN 3(i AN3iBSin§ N3icsin3 yN3iB ic写成矩阵形式得彳 11-1i A.322!T 33 IB0 :2 2 |C按照变换前后总功率不变，可以证明匝数比为(

20、2-23)代入式（2-22），得IaI BI C(2-24)令C 3/2表示从三相坐标系变换到两相坐标系的变换矩阵,C3/21212.32(2-25)利用|A |B Ic 0的约束条件，将（2-24 ）扩展为第三行的元素取I2 33|A I.3022IB0111IC1丄丄2 22 2 2(2-26)；，使其相应的变换矩阵为正交矩阵,其优点在于逆矩阵等于矩阵的转置。由式（2-26 ）求得逆变换11122i A2,3、.3i Ai Bi 30"2"2i Bic1110.2 2 .2再出去第三列，即得两相正交坐标系变换到三相正交坐标系（3/2变 换）的变换矩阵1013C2/3 3

21、2"2(2-28 )122考虑到iA iB iC o，代入式（1-23 ）并整理后得(2-29 )相应的逆变换(2-30)从原理上分析，上面的变换公式是有普遍性额，同样能应用在电压或 者其他的参量的坐标变换中.将三相坐标的模型变换为两相坐标的模型， 这是简化电机模型复杂度的第一步，为满足不同的参考坐标系下的各参量 的分量分析，需要找到不同的参考运动坐标系下的变换方程，接下来推演 静止坐标系变换到运动坐标系的公式。静止两相-旋转正交变换（22s变换）将静止两相的正交坐标系到旋转正交坐标系dq之间的变换，称为静止两相-旋转正交变换（简称 22r变换），其中，S表示静止，r表示旋转，变换的

22、前提还是产生的磁动势等价。图2-6给出了和dq坐标系中的各个磁动势矢量，绕组每项有效匝数均为N2。磁动势矢量是位于相关坐标轴上的。两相交流电流i、i以与两个直流电流id i会以角速度 1旋转的产生等效的的合成磁动势id、 i q1F。图2-6旋转正交坐标系以与两相静止正交坐标系中的磁动势矢量(2-31)由图2-6可见，i、 i和jd、 iq之间存在的关系idi cosi siniqi sini cos写成矩阵的形式，得idiqCOSsinsincosC 2s/2r .(2-32)因此两相静止正交坐标系到旋转两相正交坐标系的变换矩阵为cos sinC2s/2r sin cos那么两相旋转的正交坐

23、标系到两相静止正交坐标系的变换矩阵为C 2r / 2scossinsincos2-34 )cossinsincosid2-35 )电压与磁链的旋转变换矩阵和电流旋转变换矩阵相同 2.3 异步电机按转子磁链定向的矢量控制系统按转子磁链定向的矢量控制的基本思想是：通过坐标变换，在按转子 磁链定向的同步旋转的正交坐标系中，得出等效的直流电机的模型。模仿 直流电机的控制方法去控制电磁转矩和磁链，然后把转子磁链的定向坐标 系里得到的控制量通过反变换得到三相坐标系里的对应量，用以实现控 制。因为变换的矢量，所以这种变换称为矢量变换，其相应控制系统称为 矢量控制系统。在三相坐标系上， 定子交流电 i A、

24、i B、 i C ，通过 3/2 变换可以等效为静止两相正交坐标系上的交流电流js和is ,再进行与转子磁链同步的旋转变换，就可以等效为旋转同步正交坐标系中的直流电流jsm和jst。这样用i sm和jst作为输入的电动机模型就是直流电机等效模型。如图2-7图2-7异步电机矢量变换与等效的直流电机模型如果采用转子磁链定向则仅实现了电子电流两个分量的解耦，而电流微分方程里依然存在交叉耦合和非线性。若采用电流闭环控制，那么可以有效地抑制，实际电流能快速跟随给定值。如图2-8 o图2-8矢量控制系统结构原理图采用电流闭环控制之后，转子磁链为稳定的惯性环节，此时转子磁链 可以采用闭环控制也可以使用幵环控

25、制；而转速环节存在积分环节，是不 稳定结构，需要加转速外环控制，使其稳定。本文采用的方法为：将检测到的三相电流（实际只需两相电流）实施3/2变换，再施以旋转变换得到 mt坐标系下的电流ism和jst ；使用调节软 件构成电流闭环控制，电流调节器输出为给定定子电压 Usm和Ust，经反旋转变换，得两相静止坐标系的给定定子电压值Us和Us o再经过控制的逆变器输出三相电压，如图 2-9 o反 旋转 突换 2r/2s2/3 变换厶:电述諏：|挖制图2-9三相电流闭环控制的矢量控制系统结构图231 转子磁链计算按转子磁链定向的矢量控制系统控制的关键是的准确定向，即需要r获得转子磁链矢量的空间位置。此外

26、，在构成转子磁链的反馈与转矩控制 的时候，转子磁链的幅值也是不可缺少的信息。对转子磁链进行直接检测 比较困难，现实中大多采用按模型计算的方法解决。在计算模型中，由于 主要测量的信号的不同，分为电流模型和电压模型两种。电流模型的计算有实际测量的三相定子电流进行 3/2变换得到两相静 止正交坐标系上的电流is和is，然后利用 坐标系内的数学模型计算转 子磁链在两坐标轴上的分量。Lm i STrS 1Tr rLm isTrS 1Tr r(2-36 )利用直角坐标到极坐标的变换，得出转子磁链矢量幅值和空间位置，由于矢量变换中采用的 的正弦和余弦函数，所以有sin(2-37)cos电压模型的计算是根据电

27、压方程内感应电动势等于磁链变化率的关 系，取电动势的积分即得磁链。这种模型称为电压模型。其表达式为LrLmLrLmUsUsRsis dtRsisdtLsisLsis(2-38)在本系统中，采用的是混合型的转子磁链模型。由电压模型和电流模型组合而成。其工作方式为：低速运行，系统采用电低流模型来计算转子 磁链；高速运行，系统采用电压模型计算转子的磁链。而界定高低速运行 的临界线为电机额定转速的 10%。低于额定转速的10%认定为低速运行, 高于10%认定为高速运行。3基于芯片320F2812的矢量控制系统设计在系统的设计中，为减少强电系统引起的强磁和噪音对系统的影响， 系统的硬件功能划分为弱电和强

28、电两部分。中间通过光电耦合与不同的接 口单元对不同的控制策略和功率容量进行了分划和组合。系统的硬件部分 模块化。三相电源需流ZL 电路 丁逆变电路CIPM)开关电酒光电耦合电路上位机TMS320F2812DSP控制器光电测 速电路瀟波采样电略外设、保护电路图3-1 系统原理总图系统的强电主电路采用的是交-直交的电压型变频电路。系统主电路的 工作流程为：首先将从电玩引出的三相电流经过不可控整流电路整流得到 直流电，然后经滤波电容组滤波，得到平滑的直流电。输入智能功率模块 所组成的逆变单元，得到系统所要求的输送给异步电机的三相交流电。弱电部分：以3202812芯片为主体的核心控制电流，光电耦合隔离

29、 电路，光电旋转编码器测速电路，滤波采样电路，外设、保护模块电路。系统还有幵关电源电路等辅助电路，另外，键盘控制与上位机通信电路与上述强电和弱电部分仪器构成异步电机矢量控制系统。如图 3-1 所示，本设计所采用的系统是一个有电压、电流和速度反馈 环构成的闭环控制系统，控制器将各个采样电路采样到的各项电压、电流 数据进行转换，并运用矢量控制算法等一系列操作，最终产生的信号送给 光电耦合隔离驱动电路后，进而控制智能逆变电路的功率器件的断开与开 通，使整流得到的直流电转换为三相交流电源带动交流电机的运转。 此外， 开关电源电路负责对光电耦合隔离模块、芯片等低压电源的电力供应。系 统的关断复位等操作由

30、键盘部分负责。上位机和控制器的通讯使系统与时 作出规定动作。3.1 芯片 320F2812现代实用的芯片采用指令存贮和程序存贮分开的哈佛结构或者改进的 哈佛结构， 以达到地址总线和数据总线的分离 1516 。哈佛结构的优点是允 许同时访问程序指令和数据，使指令存取和数据存取可以同时进行，而这 极大地提高了的工作效率。而本文使用的芯片是有美国公司设计制造的的 32 位定点型基于 C2000 平台的芯片 320F2812 。320F2812 是公司在 2010 年推出的新一代的数字电机控制（）用 32 位定点型的芯片，其采用增强型的哈佛结构， 22 位的程序地址和 32 位的 数据地址 17 。具

31、有数字控制和高速信号处理所需要的体系结构特点， 而且， 其具有专门为控制电机而提供的单片解决方案必须的外围设备。该芯片的 特点有：（1）支持接口，集成了多种有利于工程人员使用的外设。（2）为有效防止人为因素的干扰，内置了密码保护机制。（3）使用高性能的静态，供电电压和的编程电压均是3.3V ，内核供电电压将为 1.8V 或者 1.9V ，减小了控制器的功耗。 150 执行速度使得指 令周期减小的 6.67 ，从而极大地提高了控制器的实时控制性能。（4）芯片有 56 个可独立编程的输入输出引脚 （），完全满足系统对电 机调速控制的要求。（5）拥有丰富的接口，与较大的自身存储空间，可以满足大数据量

32、的 运算和存储。（6）对市场上的 3202407 指令系统完全兼容。（7）有两个事件管理器（和） ，使功率变换器和电机提供了很大的便 利。（8）芯片带有控制模块。（9）内嵌基于自动锁相环技术的程序监视器和时钟发生器。（10）内置了多个定时器，为软件编译提供了很大的便利。（11）多样化的封装模式和配置标准，满足不同用户的需求。（12）高性能 32 位使用哈佛总线结构， 具有统一的存储模式， 可快速 中断和中断处理；并能适应和汇编语言，它的 C 语言编译器支持的编译规 范，可以直接将高级语言转换为汇编语言代码。能与公司以前的芯片源代 码良好兼容。（13）芯片使用的温度范围更广， ： 40 C125

33、 C: 40 C85 C3.2 主电路设计主电路使用交 - 直-交的电压型电路结构，包括由智能功率模块构成的 逆变电路、由大电容组成的滤波电路和整流二极管组成的整流电路。智能功率模块设计该模块将直流电变为交流电，这个过程成为逆变。逆变电路工作时不 断将发生电流从一个之路转移到另一个支路，这个过程成为换流。根据其 不同的性质和工作原理 ,换流分为四种方式：器件换流、负载换流、电网换 流和强迫换流。本系统采用的是全控整流器件进行换流，即器件换流 18 利用一定规律的波形控制器件导通或关断，从而将直流功率转变为系统所 需求的交流功率，所以，逆变电路也称为功率电路。在本设计中，未采用传统的全控型开关器

34、件进行主电路的逆变电路设 计。为了实现智能功率模块，采用了三菱公司的现代化智能功率模块（） 作为控制核心的逆变电路。本设计采用的模块型号为 30060 ，这是采用了第五代技术和先进亚微 米电源芯片的设计技术，极大地提升了其动、静态性能。技术参数：功率 2.2，额定电流 30A ，额定电压 600V ，开关频率 20 ，供电电源电压 15V 根据系统的原理框图，强电和弱电信号的接口处需要驱动电路和光电耦合 电路。根据设计的实际情况，采用 4504 高速光电耦合芯片隔离，用以实 现精确的光电信号转换。图3-2 光电耦合隔离电路如上图所示，一路的控制信号连接到光电耦合隔离模块中的发光二极 管上，用阻

35、值110 K的电阻在中间限流，其产生的光信号将使模块的另 半边进入工作。输出信号通过滤波和去耦合电路发出触发信号使智能功率 模块工作。上图为单路信号光电耦合隔离电路，系统共需要六路这样的隔 离电路。322整流滤波电路的设计整流电路的作用是将工频交流电通过整流器件转变为直流电。由于系 统采用电路二极管这种不可控整流器件，得到的直流电有很强的脉动，所 以需要在整流电路后面加上滤波电路。如图 3-3所示。系统交流电机参数:额定电压380V额定电流2.8A(3)磁极对数2额定功率1100W(5)额定转矩7图3-3整流滤波电路选取整流二极管时应该使电机在最大负载下正常工作，综合考虑二极管耐压和电网电压波

36、动等因素，选取电压波动系数1.1，安全系数2，额定电压940V ;二极管额定电流取 11.6A。考虑到负载的情况，选择额定 电流8A、额定电压800V的808整流二极管。为有效地消除电流脉动，设计中采用多级滤波，考虑到价格和实际需求，系统采用二级滤波。如上图所示。R1和R2为压敏电阻器，当电压或电阻过低时成高阻状态，使电流减少甚至没有电流通过。滤波电容全部采用470耐压型电解电容，电阻 R3和R4的大小分别为10 K和2.2 K 。3.3控制电路设计控制电路的核心是芯片，系统通过对电机三相定子电压、电机转速检测和直流母线电流的检测，达到对电机转速的平滑控制。系统运行时，先把检测到的电压和电流信

37、号转换成020电流信号或03V 电压信号，通过转换输入到的口中；信号检测部分，系统使用芯片 的模块接收、处理速度信号；芯片的引脚连接模块中的会使产生故障的信 号，以便处理。控制芯片的供电电源由公司的专用电源转换芯片 767D301 附加必要 的电器元件构成直流电压转换电路组成。控制芯片还有上电复位功能； 320F2812 的时钟信号可由外部晶振提供，通过芯片自带锁相环模块，将 时钟信号乘以 4 倍频后输入到。控制系统的复位电路使用微控制芯片 3307-18 实现，具有手动复位以与上电复位功能。3.4 检测电路设计检测电路设计部分分为电压检测、转速检测和电流检测。电压检测电 路检测的主要是母线电

38、压，用于系统的过压、欠压保护；转速检测电路利 用光电旋转编码器进行脉冲计数，通过 M 法测速公式计算出电机的瞬时 转速，信号送入系统控制器；电流检测电路主要是把三相的定子电流进行 转换，并输入到控制芯片，实现电流环的闭环控制。该部分是实现系统双 闭环控制的关键，直接影响系统的可靠性和精度。电压检测电路电压检测主要检测系统逆变部分直流母线的电压。由于智能功率控制 芯片内置了保护电路，故检测到的信号通过转换和数据偏移处理后直接输 入到 30060 引脚和保护外设中。电压检测传感器使用公司的 25 电压传感器。该芯片测量精度良好，抗干扰能力强，温度漂移低。技术参数：额定有效输入电流 020A ，工2

39、9 / 44作温度 25 C 70 C ,非线性失真0.1%，精度大于0.5，响应时间40ns具体检测电路如下图所示，其中R8=56 K ， = +15V+15V*1VCCVCC-I 5V图3-4电压采样电路342转速检测电路在设计中速度检测通过增量式光电旋转编码器来实现，进而实现速度的闭环控制。通过光电旋转编码器和电机转子的信息，经过不同的测速原理计算电机的瞬时转速。系统中采用的是测频法（M法），速度计算公式为n 15fc/NM，其中n为电机的每分钟转速，N为编码器N线，仁为测 速频率，M为计数器脉冲数。具体的连接方法是将光电旋转编码器的A、B两路正交信号输出和控制芯片 320F2812内置

40、的事件管理器模块输入引 脚1、2相连，公用通用定时器进行计数。电流检测电路该部分主要用于实现系统电流的闭环控制，即将检测到的定子三相电流信号进行转换，输入到芯片的接口，进而实现电流闭环控制。由于系统采用三相完全对称的异步电机，所以只需用两个霍尔元件分别检测电流i a、i b。基于系统对电流信号的稳定性和精度要求，采用公司相电流检测芯片2277。该芯片只需要少量无源器件即可实现检测、偏置和确定时间常数等基本功能。它检测到的电流信号通过转换能直接输入到芯片内，并转化为 相应的控制信号。具体电路如下图，鉴于完全对称的电路，iB检测方法相同。图3-5电流采样点路3.5保护电路由于逆变器工作时会产生短路

41、电流和浪涌电压等不良因素，所以需要保护电路来确保安全。鉴于智能功率模块有相应的保护电路，所以不需要再对进行保护。但是考虑到电机调速过程中电压和电流的波动，加入如下图 3-6 保护电路如图所示， 当判定检测部分电路信号有过电压、 过电流和启动故障时，指示灯会被点亮，指示排除故障；同时，系统中端口接到故障信号，系统执行中断程序，停止输出信号以停止电机运行。4 系统软件设计系统的软件设计采用模块化设计，其主体分为两个模块：主程序和中 断服务。软件实现的主要任务有：（1）完成与上位机间的通讯。（2）电压和电流的采样。（3）坐标变换。（4）转速计算和调节。（5）光电旋转编码器（速度）采样。（6）波形控制

42、。（7）故障报警和处理。（8）实现矢量控制的目标。设计中对于上位机的使用比较简单，系统没有关于上位机的过多功能 要求，故上位机的控制程序只需利用网络通用串口通信程序就能实现。对 于键盘控制程序，主要功能就是进行参数显示与修正，启动或者关断系统 运行，设计要求简单。4.1 主程序设计主程序流程图如下图所示，当系统出席那故障是，系统停止并锁定， 将相应故障位置显示出来，然后执行保护和故障处理程序。如果系统运行 正常就进入矢量控制部分，最后将参数显示以观察控制的效果。图4-1主程序流程图4.2初始化程序设计对中断的初始化主要完成相应寄存器的位设置和中断矢量的初始化； 片内外设的初始化是对系统用到的各

43、部分进行相应设置；变量初始化是指 对在中断中多用到的变量进行初始化；系统初始化主要对系统内置时钟、 主定时器和中断看门狗程序进行初始化。整个系统运行中，这部分只在幵 始时运行一次（初始化开始初始化DSP寄存器初始化中断系统初始化事件管理寄存器定时器1开始计数ADC模块初始化总中断开始初始化系统变量（返回主程序4.3图4-2初始化程序流程图定子电流采样程序设计具体程序流程图如下4.4速度采样程序设计由于系统的速度采样是依靠光电编码器实现的，根据上文所述：光电旋转编码器输出两路正交信号和芯片内置事件管理器模块的两个输入引脚1、相连，共用一个通用定时器计数。下图为M法测速采样信号处理图图4-4速度采

44、样处理流程图图中为计数器变量，表示计数值，为通用定时器，速度系数， n_m 为 计算出的速度值。4.5 中断程序在软件设计中，最重要的就是中断模块。其主要作用是实现矢量控制 系统算法。具体算法为：假定的脉冲信号和的扫描周期同步，事件管理器 A 定时器下溢成为中断源，中断标志位置 1 。当中断运行时，首先读取采 样电流值，调用坐标变换函数变换后读取速度的采样值并进行调节，再根 据电流求得转子磁链的位置和空间角度，最终通过反变换得到相应波形控 制功率开关。具体如下图所示。图4-5中断程序设计流程图5仿真与结果分析针对建立的异步电机矢量系统进行了仿真分析。电机的主要参数为:额定功率：11，额定电流：2.8A，额定电压：380V，额定转矩： 7 额定转速：1520 r/s，极对数：2，转子电感：0.8 10 3H，定子电感： 0.7 10 3H，定子电阻：0.068 ，转子电阻：0.248 ，定子转子互感：23.47 10 2 H。得到系统的转速和转矩仿真，其仿真波形如图5-1、图5-2所示图5-1 转速0-200的仿真波形6 结论本设计首先分析了异步电机调速的发展历程，然后对于异步电机变频 调速的发展方向进行了分析，论述了交流调速技术近年来的发展方向以与 成果。阐述了选择异步电机矢量控制作为研究课题的意义。本文对异步电机矢量