嵌入式实时系统设计

1、西北工业大学 研究生课程考试答题册得 分： 学 号 2015261620 姓 名 王嘉豪 考试课目 嵌入式实时系统设计 考试日期 2016年1月20日 西北工业大学研究生院目录一、设计目的2二、设计要求22.1设计指标22.2设计方法22.3设计流程3三、系统设计33.1参数设计33.2拓扑选择33.3小信号模型建立5四、硬件设计84.1硬件需求分析84.2主电路参数设计84.2.1主变压器的设计84.2.2电感的设计94.2.3电容的设计114.3控制电路设计124.3.1控制芯片选取124.3.2系统时钟电路134.3.3 MOSFET 驱动电路设计144.3.4驱动信号15五、软件设计1

2、65.1软件需求分析165.2控制器设计175.2.1恒流充电模式PID控制器的设计175.2.2稳压放电模式PID调解器的设计18六、结论19基于DSP的双向全桥DC-DC变换器设计一、设计目的 了解嵌入式实时系统的发展历史，发展进程以及未来应用，并通过设计DSP控制的双向功率变换器，熟悉嵌入式实时系统的设计流程。二、设计要求通过系统需求分析，系统总体设计、软硬件设计、迭代等过程，采用嵌入式实时系统的设计方法设计一款dcdc变换器。现规定设计目标为：设计一款双向DCDC变换器，要求电压40V-150V变换。2.1设计指标输入电压：36V-44V；输出电压：150V；输出功率：200W；母线电

3、流：0.5A-5A开关频率：20kHz电压纹波：1%。2.2设计方法嵌入式系统开发一般包括：需求分析阶段、详细设计阶段、实现阶段、测试阶段。图2.1为嵌入式系统设计流程。图2.1系统设计工程研制过程 其中在软硬件设计的过程中需要采用“迭代”的思想。即在软硬件设计中不断进行需求分析，设计和实现的过程，运用这种方式发现一次设计中存在的问题以进一步完善设计。2.3设计流程 按照系统设计的流程，我们进行如下过程的设计： 1）分析系统需求，进行系统设计。在系统设计中明确具体设计参数，选择拓扑类型；2）进行软件需求分析设计。其中首先分析软件流程，在进行控制器的设计；3）进行硬件需求分析设计。其中首先进行小

4、信号模型的建立，其次进行主电路的参数设计，最后进行控制电路，驱动电路的设计与选型。具体的设计过程如下所示。三、系统设计 3.1参数设计根据设计目标首先明确设计电路参数如下：；。充电模式时输出电压不超过，放电模式时输出稳压在。3.2拓扑选择 在非隔离型双向 Buck-Boost DC/DC 变换器的电路拓扑结构中插入高频变压器，即可构成隔离型 Buck-Boost DC/DC 变换器拓扑，图 3.1(a)为隔离型 Buck-Boost DC/DC 变换器的基本形式，其中高频整流/逆变单元和高频逆变/整流单元可以由全桥、半桥、推挽等电路拓扑构成。图 3.1(b)的整流/逆变单元和逆变/整流单元均是

5、全桥结构。(a)隔离型双向DC/DC基本拓扑(b)隔离型双向全桥DC/DC变换器图 3.1 隔离型双向全桥 DC/DC 变换器桥式直流变换器有两类：一类是由双电压源型桥式直流变换器构成，主变压器两侧电路结构对称；一类是由电压源型桥式直流变换器和电流源型桥式直流变换器构成。这两种桥式变换器均可具有软开关特性。控制方式有两种：1） 变压器两侧开关管相移控制，如图 3.2 所示，其中表示变压器等效电感，通过控制两侧变换单元之间的相位关系来调节两个电源之间的能量传输大小和方向；图3.2 相移控制双向DC/DC变换器等效电路2） 只对变压器一侧开关管进行控制，来调节向另一侧传递能量的大小，另一侧开关管用

6、其反并联二极管整流，或采用同步整流技术，工作原理类似单向直流变换器。 双向全桥直流变换器适合中大功率场合，并且较容易通过移相控制方式实现软开关，因此备受青睐。大量文献对移相全桥变换器的工作原理、软开关条件、实现软开关的方式、数学模型、控制方法等几个方面进行了深入研究，研究表明，全桥直流变换器现已成为中大功率直流变换器的主要拓扑结构，该拓扑易于实现零压开通的软开关过程，损耗低，效率高。因此本文选择如图3.3所示双向全桥拓扑。该拓扑是由电压源型全桥直流变换器和电流源型全桥直流变换器组合而成的软开关型双向全桥 DC/DC 变换器。图3.3双向全桥DC-DC变换器系统结构框图四、硬件设计4.1硬件需求

7、分析 双向变换器有两种工作模式降压模式和升压模式。 充电模式时,开关管有驱动信号,而开关则不加驱动信号,只利用其反并联二极管实现输出全桥整流。 放电模式时,开关管有驱动信号,而开关则不加驱动信号,只利用其反并联二极管实现输出全桥整流。 因此,变换器无论是工作在降压模式时还是升压模式时,主电路的等效电路都如图4.1所示可以看成电压型全桥变换器。图4.1双向全桥等效电路硬件电路根据功能的不同分为下面几个部分:1) 主功率电路参数设计。图4.2隔离型双向全桥DC/DC变换器 由上文系统设计已选用双向全桥拓扑结构。对于如图4.2所示的主电路拓扑结构，分析可知需要设计的参数主要包括变压器、电感、电容等；

8、2) 控制电路设计。控制电路应当使用CPU来实现充电模式及放电模式的判断和切换。通过控制8路PWM的输出来控制八个开关管的导通关断。这部分的设计主要包括控制芯片的选型、时钟电路的设计等；3) 驱动电路设计。 驱动电路包括MOSFET驱动电路的设计、采样电路的设计等。4.2主电路参数设计4.2.1主变压器的设计变压器的设计主要包括:磁心选择、匝数计算等。该全桥直流变换器的两个半周期的工作都用同一个原边绕组，磁心和绕组使用率都很高。为了减少磁化电流，最好原边绕组匝数多些，电感量大些。因此选择高磁合金材料的磁心比较合适，而且磁心不带气隙。具体设计步骤如下:磁心选择根据放电功率、效率，确定变压器输入、

9、输出功率。计算式如下: (4-1)根据输入功率确定合适的磁心型号。再由磁心型号得到变压器在开关频率为20kHz时的最佳磁感应强度。则磁感应强度的变化量为。原边线圈匝数的计算原边线圈匝数计算式如下: (4-2)其中，一原边线圈所加直流电压，在有波动时取最小值(V); 一最大导通时间(); 一总磁感应强度变化量(T); 一磁心有效面积()。原副边匝数比n的计算原副边匝数比按如下公式计算: (4-3)为了保证整个电压输入范围内变换器都能输出额定的电压，式(4-3)中输入电压用的其最小值,是原边开关管的导通压将，为原边最大占空比，一般取0. 45, 为副边最大占空比，取0.4, 为输出电压最大值，为电

10、感上的电压损失，为副边整流二极管上的压降，为线路压降。副边匝数的计算副边匝数的计算如下: (4-4)根据式(4-2)和式(4-3)计算的原边匝数和原副边匝数比n，再由式(4-4)可以确定副边匝数。变压器参数取为:,。4.2.2电感的设计(1) 放电模式的关系式 放电模式电感电流连续工作主要波形如图4.1所示，假设电感工作在连续状态。图4.1中，半个周期T/2内，四个开关管同时导通的时间为 ,期间，电感储能，电感电流线性上升，其增量为: (4-5)图4.1 放电模式电感电流连续工作主要波形对管、(或、)导通的时间为，电感传递能量，电流线性下降，其变化量为 (4-6)由于稳态时这两个变化量相等，则

11、化简得稳态电压增益为 (4-7)由输出功率与输入功率相等，得: (4-8)当电感较小，或负载电阻较大，或T较大时，会为零，即电感工作在临界连续状态，此时，电感值为临界电感。电池放电电流与电感电流存在以下关系:则，将式(4-5), (4-7), (4-8)代入上式，得临界电感计算式如下 (4-9)(2)电感的选取本文的双向DC/DC直流变换器，放电工作时，电池电压变化范围为，输出电压，负载功率为，开关频率。电感电流工作在连续状态。考虑电池最低时的情况，则: (4-10)由式(4-9)求临界电感: (4-11)因此电感取56uH。4.2.3电容的设计电容主要是用来吸收放电模式工作时输出侧纹波电流，

12、以保证负载上得到平直直流电流。参考图4.1,半个周期中，时间内，电容充电;时间内，电容放电。电容的充放电电能量形成纹波电压可表示为: (4-12)纹波电压： 在指定纹波电压限值下，需要的电容值为: (4-13)由于Boost型变换器的储能的占空比必须小于0.88，所以有0.8>>0.12。因此电容取10mF。4.3控制电路设计4.3.1控制芯片选取双向全桥DC/DC变换器主电路拓扑有八个功率开关管，因此，控制电路应能够产生变换器所需要的8路PWM驱动信号。根据变换器对控制器的需求，控制芯片选用TMS320F240。TMS320F240是C24x系列DSP控制器的第一代产品。C240

13、的主要特点总结如下:(1)内核CPU:32位中央算术逻辑单元(CALU );32位累加器;16位*16位并行乘法器，产生32位乘积等。(2)存储器:544字*16位片内数据/程序双口RAM;16K字*16位片内程序ROM或Flash;224K*16位最大寻址存储范围;外部存储器接口模块包括软件等待状态发生器、16位地址总线和16位数据总线。(3)程序控制:四级流水线操作;八级硬件堆栈;六个外部中断:功率驱动保护中断、复位、NMI(不可屏蔽中断)和三个可屏蔽中断。(4)指令集:单指令重复操作;单周期乘/加指令;变址寻址能力。(5)速度:50ns的指令周期(20MIPS)。(6)事件管理器:12路

14、比较/PWM通道，其中9位独立;3个16位通用定时器，共有6种模式:连续向上计数和连续向下计数;3个具有死区功能的全比较单元;3个单比较单元;四个捕获单元。(7)双10位A/D转换器。(8)28个可单独编程的多路复用I/O引脚。其它还有:串行通信接口(SCI)、串行外设接口(SPI)等。因此，利用DSP TMS320F240芯片独特的事件管理器功能，通过编程可以得到我们所需要的驱动信号PWM波形。并通过数字信号处理，很好的控制被控对象。4.3.2系统时钟电路DSP TMS320F240微控制器可使用外部晶振或者外部时钟源，若不使用片内PLL功能及ISP(In-System Programmab

15、le)下载功能，则外部晶振频率为130MHz，外部时钟频率为150MHz。图4.2 系统时钟电路本电路系统使用外部11.0592MHz 晶振，电路如图4.2所示。11.0592MHz 晶振的原因是使串口波特率更精确。4.3.3 MOSFET 驱动电路设计由于主电路是以N 沟道MOSFET 为开关管的Buck 型变换器，用DSP 输出的脉冲无法直接驱动开关管。因此，本文选IR2110 作为驱动芯片，将输出脉冲进行处理。(1)IR2110 的结构：IR2110 是一种高压高速功率MOSFET 和IGBT 驱动器，有独立的高端和低端输出驱动通道，起内部功能原理如图4.3所示。它包括输入/输出逻辑电路

16、、电平移位电路、输出驱动电路欠压保护和自举电路等部分。各引脚功能分别是：1端(LO)是低通道输出；2 端(COM)是公共端；3 端(VCC)是低端固定电源电压；5 端(VS)是高端浮置电源偏移电压；6 端(VB)是高端浮置电源电压；7 端(HO)是高端输出；9 端(VDD)是逻辑电路电源电压；10 端(HIN)是高通道逻辑输入；11 端(SD)是输入有效与否的选择端，可用来过流过压保护；12 端(LIN)是低通道输入；13 端(VSS)是逻辑电路的地端。图 4.3 MOSFET 驱动电路由于浮置电源采用自举电路，IR2110 的高端工作电压可达500V。输出的栅极驱动电压范围为1020V，逻辑

17、电源电压范围为515V。输出采用低阻抗的图腾柱结构，输出峰值电流不小于2A,负载为1000pF 时，开关时间典型值为25ns。MOSFET 驱动电路原理：图4.4为用IR2110的高端部分驱动BUCK变换器中MOSFET。图4.4 IR2110外部连接正常工作时，电源对自举电容C1 的充电是在续流二极管D1 的导通期间进行。此时，MOSFET 截止，其源极电位接近地电位，+15V 电源通过D2 给C1 充电，使C1 上的电压接近+15V。当MOSFET 导通而D1 截止时，C1 自举，D2 截止，C1 上存储电荷为IR2110的高端驱动输出提供电源。自举电容应选用损耗小、绝缘电阻高、频率特性好

18、的电容。D2 为快速恢复二极管，且反向耐压要能满足电路要求。4.3.4驱动信号 利用DSP TMS320F240芯片的事件管理器的三个全比较单元输出6路PWM驱动信号和一个单比较单元输出的1路PWM驱动信号，来驱动双向全桥直流变换器的8个主开关管和电池侧的有源无损钳位开关管，如图4.5所示对应关系。图4.5PWM驱动信号与开关管对应关系五、软件设计5.1软件需求分析系统的控制部分均由软件进行，按照系统需求，软件部分应当包含以下两个部分的内容：1）主程序部分主程序部分主要负责实现上电自检，其中包括CPU、内存和AD的自检，上电初始化程序以及执行中断服务程序，并按照中断服务程序中控制器的输出结果来输出PWM控制信号。2）ADC中断服务程序 进入中断服务程序后，读取ADC采样结果并交给控制器，由控制器来比较电压与来进行充放电模式的判断以及PID调节的过程。按照这两部分设计出的软件流程图如图5.1所示：图5.1 系统软件流程分析其中左图为主程序流程，右图为ADC中断服务程序流程。六、结论与感想本文以双向DC-DC