TD精品问题及解答

1、1、1个码道8.8Kbps是如何计算的？答：1280000*704/6400/161.28是码片速率,6400是一个子帧5mS的码片数,704是一个时隙中数据的码片数352*2, 16是指码道数.TD-SCDMA无线帧中一个5ms的突发含有两个数据块儿共 704个码片,对于不同的扩频因子 t对应不同的符 号数是704/t .一个 SF16 根本RU符号数是704/16 = 44 ,在QPSK的调制方式下一个符号代表 2bit ,在8PSK 方式下一个符号是 3bit,所以 SF16 的码道速率为 44*2/5ms =17.6kbit/s QPSK或 44*3/5ms=26.4kbit/s8PS

2、K;同样一个SF1的码道速率为 281.6kbit/s 或422.4kit/s根本码道的速率为 17.6kbps,但是这并不表示用户业务速率,由于用户实际的业务数据在调制前,需要经过加 CRC码、交织、1/2或1/3卷积编码/Tu r b o编码、信道速率匹配等步骤,因此用户数据应远小于4 4 b 1 t根据3GPP协议标准,对于下行 12.2K语音业务,在一个 TTI 20ms内,经过CRC校验、添加尾比特、卷 积编码、速率匹配、子帧分割之后,每子帧的size为164bits ,下行扩频码均采用 SF=16的OVSF码,因此midamble码前后的数据块最多只能容纳 22个chips,加上Q

3、PSK调制,数据块内只能容纳 44个符号,所以要传输164 bits的数据,必须要占用两个码道资源才够.就是说一帧为3 2 8 bits,用户速率为3 2 . 8 kbit/s,而SF16的码道速 率为 44*2/5ms =17.6kbit/s QPSK, 17.6kbit/s X2 = 35.2>32. 8 kbit/s ,故需要俩码道.2、td的智能天线波束从实际来讲能同时赋形几个？理论上讲应该有无数个,但实际TD中目前能有几个波束赋形？答：大家都知道,目前已经产业化的智能天线主要是 8天线阵元的天线,于是很多人会 关注智能天线是否由于阵元的限制只能支持 8个用户,或者说只能赋8个波

4、束,实际 上这种想法是不正确的.理论上,智能天线所生成的赋形波束数量,是没有什么限制的.但是从目前的TD时隙结构来进行一个分析,一个子帧上的单个时隙内最大支持的用户数是16个SF=16时,最大16个码道,单码道速率8.8kbit,那么智能天线同一时刻只需要生成16个波束即可.如果不考虑同时接入,智能天线 +DCAT法,完全可以允许一个波束内覆盖多个 非同一时隙的用户,系统实际的容量并不取决于智能天线的阵元或者所赋形的个数, 而是受限于基站的容量配置.通常智能天线的下行赋形算法有如下两种：一种是GOBGrid Of Beam算法又称波束扫描法：是基于参数模型利用信道 的空域参数的算法,使基站实现

5、下行指向性发射.利用上行信道信息,选择DOA古计算法,估计出用户的到达角度.利用上下行信道对称的特点,确定赋形角度.另一种是EBBEigenvalue Based Beamforming算法即特征向量法：通过对空 问相关矩阵进行特征值的分解来得到权矢量.实现方法就是找到第K个用户的权矢量使得r最大目前TD-SCDMA波束赋形算法根据用户与基站多天线之间的信道估计,自适应的产生赋形权系数进行下行赋形,因此并没有波束数量的限制.多用户的下行数据经过 赋形之后叠加再进行发射,每个用户都有自己的赋形权系数.应该是16个吧.按你的文章,即使采用 EBB 最大信干噪比方法,上行出来的 权值也决定于Rxx的

6、个数,这个决定于信道的实际个数.实际上EBB方法出来的权值跟用户数和单个用户的相关多径数都有关系,当总用户数大于天线个数时过载,而且天线一般可以是8,权值已经难以为其他用户形成零陷了,这时下行赋形意义不大了,同样,当用户相关多径数很多时候,权值会形成很宽的方向图,这时下行赋形的指向性也很不明显,达不到空分的目的.所以,从实际应用和理论分析来说都不可能是无限的.业界现有8天线和6天线两种,甚至有想要推出4天线的.总的来说是一种折中,天线越多,波束赋形越精确, 相当于可以赋更多形,但算法更复杂,对硬件要求更高.反之运算更简便,本钱更低,但赋形效果就差.实际上军事上就有据说多达数千上万的天线的雷达,

7、如宙斯盾相控阵雷达.当然,在民用中由于TD系统每时隙最多8个用户语音,6天线也就够了.况且,天线越多,尺寸越大！8天线已经号称风帆了 ！难道真的搞成神盾哪？ ！哈哈3、关于TD的室内分布,宏蜂窝做信源的话？原来的宏蜂窝是接智能天线的,室内分布是不可能接智能天线的,只能做普通的吸顶天线.哪可不可以把智能天线的 8条馈线分布在8个区域,做分区覆盖哪？有高手给指点一下哈.答：最好是把不同的 PASS用在不同的楼层,这样可以充分利用基站的功率.；td的8个馈线口均可以覆盖室内不同 的区域,充分利用基站的功率.这样做会损失智能天线带来的好处,但对于室内覆盖影响不会很大.原因：由于8个天馈口公用1路基带信

8、号,只是在 TRB出分成8路,为了实现智能天线赋形等.TD的室内分布不能也不必要用智能天线4、关于TD多载波相关问题的讨论？答：TD-SCDMA多载波系统性能研究 秦飞 来源：大唐移动通信设备 更新时间：2006-6-29£【导读】TD-SCDMA系统采用了智能天线和联合检测技术,通常情况下,系统是码道受限的,具有很高的频谱效率.但是,由于TD-SCDMA系统上下行时分占用1.6MHz带宽,仅为 WCDMA系统上下行带宽10MHz的1/6 ,所以,尽管TD-SCDMA系统频谱利用率较高,但TD-SCDMA系统单载波容量有限.TD-SCDMA多载波系统解决了这个问题,大大提升了 TD-

9、SCDMA 单基站的容量和接纳水平.一、TD-SCDMA多载波系统概述TD-SCDMA系统采用了智能天线和联合检测技术,通常情况下,系统是码道受限的,具有很高的频谱效率.但是,由于TD-SCDMA系统上下行时分占用1.6MHz带宽,仅为WCDMA系统上下行带宽10MHz的1/6 ,所以,尽管TD-SCDMA系统 频谱利用率较高,但TD-SCDMA系统单载波容量有限.TD-SCDMA多载波系统解决了这个问题,大大提升了 TD-SCDMA单基站的容量和接纳水平TD-SCDMA 多载波方案的主要思想是：在一个小区提供多个连续的载波,每个小区以其中一个载波为主载波,系统在主载波 上提供BCH , Up

10、PCH , DwPCH以及其他公共信道,用于系统信息播送和终端接入,而在其他载波下称辅载波上,只提供 业务信道.终端通过主载波接入后,接纳限制模块根据各个载波资源情况,统一分配的资源.终端接纳进入主载波或者辅载波进 行业务数据收发,辅载波上的终端需要周期性的调频到主载波接收播送信息和进行相关测量.图 1所示为3载波系统的帧结构:二、TD-SCDMA多载波系统优点1 .通过合理的规划,降低导频和播送信道干扰,提升系统稳定性多载波系统可以灵活配置各个小区的主载波频点,由于辅载波PCCPCH, UpPCH, DwPCH信道对应时隙为空,通过合理的主载波频率复用方案,可以降低以上 3个信道的干扰,从而

11、提升业务接入成功率和系统稳定性.以 3载波系统为例,采用下面图1 所示的频率复用系数为3的主载波频率配置方案,不难看出,任何小区的相邻小区主载波频点都不同.2 .提升系统频谱效率以12.2Kbps话音业务为例,由于TD-SCDMA系统采用了智能天线和联合检测,有效抑制了用户间干扰,系统是码道受限的.一个3载波的TD-SCDMA系统,上下行各3个时隙,每个时隙16个RU 资源单元,1路话音业务占用2个RU ,除去 RACH信道占用2个RU ,系统能够提供的最大信道数为16*3*3-2/2 = 71.此时,一个小区最大的频谱效率为：71*12.2Kbps/5MHz = 173.24Kbps/MHz

12、/Cell根据Erlang-B公式,当呼损率为2%时,一个小区能够提供的系统容量为 60.1 Erl ,对于12.2Kbps业务,系统吞吐量为60.1*1-2%*12.2Kbps =718.56 Kbps/Cell,系统频谱效率为：143.711 Kbps/MHz/Cell .同样的方法,可以计算出对于单载波1.6MHz 、3载波5MHz 、6载波10MHz、9载波15MHz以及15载波25MHz 时的频谱效率如下表1所示：*以上比拟没有考虑小区间资源共享调度的效应,本文其它局部做了同样处理下面图3为频谱效率随着载波数变化曲线：6载波系统的频谱效率为单载波系统效率的1.32倍从图和表可以看出,

13、随着载波数的增加,系统频谱效率明显提升.如:3.增加单基站容量,减少站址采用多载波系统,由于频谱效率提升,单基站吞吐量提升倍数甚至超过载波数.所以,能够减少站址,降低网络建设和维护本钱.举例说明：1个40万用户的城市,假设如果全都为12.2Kbps话音业务,用户均匀分布,平均每用户忙时话务量为 0.02Erl.下面计算 不考虑覆盖受限,计算覆盖话音业务所需 3载波3扇区基站数目：1 该城市总的话务量为 400000*0.02 = 8000Erl;2 根据上面计算,2%阻塞率下,每个3载波扇区提供的话务容量为60.1 , 一个3载波3扇区的基站提供的话务量为180.3 ;3 可以计算得到该城市所

14、需的3载波3扇区基站数目为45 o同样的方法,可以计算出对于单载波1.6MHz , 6载波10MHz , 9载波15MHz以及15载波25MHz3扇区结构基站数 目如下表2所示：表2多载波系统基站数目比拟从表可见,采用多载波系统,能够成倍减少站址数,大大降低网络建设和维护本钱.例如：6载3扇基站数目仅为单载3扇基站数目的1/8 低于1/6 .三、TD-SCDMA多载波系统仿真结果1 .仿真内容概述上面理论分析了只有话音业务时,多载波和单载波系统爱尔兰容量和吞吐量的差异.3G网络能够支持话音、流媒体、 WWW、EMAIL等各种业务,混合业务下,很难建立简单的排队模型来分析,下面通过动态系统仿真,

15、给出在混合业务模型下,单载波和 3载波系统性能比拟.2 .仿真假设1 网络结构全向单载波,全向3载波,2种网络结构,网络采用 Wrap Around 模型,用户在19小区范围内均匀随机分布.小区半径： 1000 米.2 传播模型阴影衰落：相关对数正态分布,=8.0 ,相关距离d=40米.UE NodeB传播模型：cost231_hata模型的市区环境路径损耗模型基站高度Hb : 30米UE高度Hm : 1.5米3 基站天线模型单天线增益8dBi.智能天线增益：9 8天线+ 5-7 赋形增益4 业务模型各种业务比例和配置如下表5呼叫强度分为3个等级,调整呼叫强度,使呼叫阻塞率在 0.5%、2%、

16、10%左右,分别对应系统轻负荷、平均负荷、重负荷时的情况.6 射频指标基站每根天线最大发射功率：25dBm基站每码道发射最大功率：13dBm基站每用户功率限制范围：30dBUE最大发射功率：21dBm 语音用户,27dBm 流用户,24dBm交互类、背景类用户,27dBm信令UE最小发射功率：-49dbm上行系统噪声：-106dBm下行系统噪声：-104dBm3仿真结果如图4所示,为3载波系统和单载波系统在到达不同阻塞率指标时,单小区支持的业务呼叫到达频率业务模型和比例如表3从图可以看出,在系统阻塞率为 2%时,单载波系统每小区支持的混合业务呼叫到达率为0.36次/秒,而3载波系统每个/区支持

17、的呼叫到达率为1.434次/秒,约为单载波系统的4倍,频谱效率为单载波的1.3278倍 如图5所示,为3载波系统和单载波系统在到达不同呼叫阻塞率指标时,系统全网掉话率.从图可以看出,在各种呼叫阻塞率时,单载波系统与3载波系统的全网掉话率根本相同.在 2 %呼叫阻塞率时,系统掉话率都低于0.2 %.如图6所示,为3载波系统和单载波系统在到达不同呼叫阻塞率指标时,系统平均每小区每载波的码道资源利用数.383634323028262422(wtEM 节.ma)s>E3 ncrMean RU Usage and Blocking R-ite* *.:、:* *A 1.I . A AT- 1 Ca

18、rriers System T- 3 Carriers System咨/ / /k/L1,1 " , " -1二*/k" " " " " "11I iir¥rl_12345678g10Call Blocking Rate(%J图6不同阻塞率下的码道利用数从图可以看出,在呼叫阻塞率为 2%时,单载波系统每小区每载波码道资源利用数为25.3BRUBRU 为根本资源单元,相当于1个SF= 16的码资源,而3载波系统每小区每载波码道资源利用数为33.9BRU,频谱效率为单载波的1.3399倍.综上,在混合业务下,

19、3载波系统相对单载波带来的频谱效率提升为约1.33倍；纯12.2Kbps话音时约1.23倍,在混合业务下,多载波系统带来的频谱效率提升更加明显.四、结论1 . TD-SCDMA系统由于单频点带宽窄,适合采用多载波系统组网方案.2 .采用多载波系统方案,有利于降低公共信道干扰,提供系统稳定性3 .采用多载波系统方案,频谱效率进一步提升.4 .采用多载波系统方案,单基站容量大大提升,从而成倍减少基站数量,从而降低了网络建设与维护的难度和本钱.综上,在进行网络建设时,多载波 TD-SCDMA系统具有明显的优势.特别是在业务密集地区,推荐使用更多的载波数.想请问一下,关于上文提到的站形配置方案中1载3

20、扇3载3扇6载3扇9载3扇15载3扇 都是什么样的图形啊,请哪位大人给解释一下 ？答：X载：载频数、频点数X扇：扇区数、小区数通用的基站都是120度的三个扇区构成,所以有多少个频点看怎么分到扇区中,就是常说的频率规划.一个主载频算一个小区,三个主载频算三个小区,所有播送信息都在主载频中,辅载频中只有业务信道当然也可以三个载频不分主辅,每个载频都算成一个逻辑小区,这样的话增加了切换和干扰,所以推荐多载频 配置成主辅方式5、TD的一个时隙能容纳多少用户啊,怎么计算？答：按RU计算比拟清楚.1个RU即为1个SF=16的码道所占用的资源.一个时隙总资源为16个RUo对AMR 12.2K语音业务,一般占

21、用 2个RU 如调整速率匹配因子等参数,也可 以调为3个RU,因此即可容纳 8个AMR 12.2K业务的用户.同理,对PS 64K业务一般占用8个RU, 一个时隙可容纳 2个用户.注意,假设该时隙上存在公共信道,计算时需扣除公共信道所占用的RUo按RU计算比拟清楚.1个RU即为1个SF=16的码道所占用的资源.一个时隙总资源为16个RUo对AMR 12.2K语音业务,一般占用 2个RU 如调整速率匹配因子等参数,也可以调为3个RU,因此即可容纳 8个AMR 12.2K业务的用户.同理,对PS 64K业务一般占用8个RU, 一个时隙可容纳 2个用户.注意,假设该时隙上存在公共信道,计算时需扣除公

22、共信道所占用的RUo一般来说,以上下行时隙比例为 3: 3计算不考虑公共信道,每个时隙包括16个RU SF=16的码道,对12.2k AMR语音业务,需要占用两个 RU,这样每时隙可支持 8个语音用户,3个时隙可支持24个用户,这是单载波可支持的用户数,多载波是,直接采用载波数乘以24即可,比方5M带宽,可以分配3个载波,那么支持的用户数为72.对于数据业务,占用的 RU不同,但可参考语音用户的方法计算.6、TD覆盖距离,有关大唐的专利？在几个场合看到大唐有个新的专利,可以不牺牲时隙的情况下,能够扩大覆盖距离到30KM,并且在青岛实验网中成功应用了,不知道那位大侠能解释下？大唐移动技术人员通过

23、认真研究,大家找到了一种更简单的解决TD-SCDMA系统 广覆盖的方法,根本思想是在不牺牲业务时隙的情况下,通过屡次尝试发送上行导频 信号,且每次发送提前量按一定步长步进,直到基站可以检测到上行导频信号为止从 而实现TD-SCDMA广覆盖."我的疑问：UE提前发送上行导频信号的前提,也是要接收到NB发送的下行导频信号 吧？如果是这样就无法增加覆盖了？难道 UE可以在没有接收到下行导频信号的时候, 就主动发送上行导频信号？如果是这样,UE发送的时候就收不到NB的TS0和下行导频了？答：在上下行同步码字间有 96chip的保护带,对应的距离变化是L=V*(96)/1.28km=22.5k

24、m, 其中V光速,算上往返的话TD小区覆盖是11.25km.我觉的大唐的做法是：由于在 160chip UpPTS前还有32chip的GP,所以总的连续 GP数是96+32 = 128chips,对应的距离变化是 L=V*(128)/1.28km=30km,然后他们用一种方法实现单向,所以覆盖是30km一种方法实现单向是可以实现的,比方说用TD-SCDMA射频信号发生器只发上行或者只发下行信号,呵呵,我实习的公司就做这个的,前一段还拿到保定试用去了.你说的射频信号发生器是不是用来做模拟测试用的？难道它发射的信号能被解调吗？期待你的再次解答.射频信号发生器工作时候是不是就是单工状态,即UE只有发

25、送上行射频信号,NB只有发送下行射频信号.实际DwPTS导频和UpPTS之间共有三个 GP保护间隔,如果都用上,共有 96+32+32=160chips 的时延,算 出来距离也只有18.75KM (没考虑invincible所说的单向技术)由于大唐专利中提到是不牺牲业务时隙,并没有说到不修改协议(不修改协议,所有GP用上也到不了 30KM),所以我估计大唐对 DwPTS和UpPTS的结构会有调整,缩小码片数,从而保证 UE在和NB之间可以完成屡次的导 频信号确认.TD-SCDMA射频信号发生器在本质上是一台发信机,在支持TD-SCDMA的频率范围内发送连续波或者TD-SCDMA上行、下行或者上

26、下行频谱信号.通过测定发射天线周围假设干个事先选定的点 的信号,从而对选择的基站位置能否到达覆盖要求做出判断.我觉得可能会是只 Uppts右移16chips , DwPTS左移16chips ,这样增加了 32chips ,如果这样的话,7个业务 时隙,上下行导频后面就都是16个chips的保护时隙的拖尾保护这些都是我的猜想,呵呵,一家之言,欢送大家继续讨论我只听说过有 UpPTS shifting ,没有听说过DwPTS shifting啊,目前应该不是采用你说的这种方法来实现的.而且UpPTS shifting这种策略是为了反抗干扰,好似也不是为了增加小区覆盖面积而设计的啊.我只听说过有

27、UpPTS shifting ,没有听说过DwPTS shifting啊,目前应该不是采用你说的这种方法来实现的.而且UpPTS shifting这种策略是为了反抗干扰,好似也不是为了增加小区覆盖面积而设计的啊.A基站发送下行信号经过时延可能会落入B小区的上行时隙内,对 B小区造成上行干扰.通常情况下,由于距离远,干扰信号到达 B小区时衰减已经很大,根本不会有明显的影响,但是在某些天气情况下,如雷雨天气,或者 某些小区分布在特别平坦开阔的地带,这种干扰还是会存在的并造成比拟大的影响.在TD的系统中,这种干扰大多数情况下表现为DwPTS对UpPTS的干扰.所以为了防止这种干扰,采取了UpPTS

28、shifting的技术,也就是把 SYNC-UL向前或向后搬移,甚至可以放导业务实习发送.这种技术带来的另一个好处就是可以通过SYNC-UL的向后搬移,增大了 DwPTS和UpPTS之间的GP,等同于放大了基站的覆盖半径.以上是我浅薄的一点理解,希望大家补充太巧了,今天上午开会,导师给我们讲了UpPCH shifting方案,这个方案由大唐和鼎桥共同提出,其根本原理就是UppCH后移,以16个chips为单位,最多可以后移127X 16 = 2032个chips,对应的是7bit的信令127, 对FPACH的32个bit信令中uppch开始位置占11个比特,现在改为13个bit,即8191个1

29、/8的chip.当然,如 果这样的话UpPCH已经至I了 TS3时隙了,但是此时还没有建立数据链路,所以不会影响以后的数据连接,对应的 RRC层,Iub层信令必须包含 UpPCH shifting信令.这样基站最大的覆盖半径理论上可达120km以下是引用yj_jiang 在2006-10-2413:31:22 的发言：你的这种方法最终到达了增加覆盖半径,可是也占用了业务时隙,降低了系统容量.不能彻底解释楼主的疑问.鼓励继续参与.在发送SYNC-UL时,SYNC-UL的发送位置的延迟量是由系统消息指定的,由于只是建立上行同步,还没有建 立起专用物理信道,所以谈不上占用业务时隙吧.但是疑问E3 ,

30、SYNC-UL发送位置不固定会对别的UE上行信号有干扰么？上行影响是有的,但是总比下行信道对上行的影响小啊大唐和鼎桥的这个方案已经成为标准的正式修订了有一个完整的ppt,可惜在导师那,没考来,另外,凯明提了一个方案,是 midable码的K 用户数,由于现在的K= 2, 4, 6, 8, 10, 12, 16太多,增加了实现的复杂度.而用的 8最多,所以提议修改成只支 持8,不过这个被否了,但是新的标准可能是默认是 8,支持4,只有这两种KUpPCH Shifting的原理.下面的 Up-PTS在协议中已经改名为 UpPCH, Up-UPS只表示在时隙中的位置.Up-PTS的位置改为不固定,利

31、用 8比特表示,表示范围为0, 127,步长为1代表的位置为16chip.具体 的位置由干扰的情况确定,当干扰变化的时候,Up-PTS的位置可以自适应的调整.特别注意到：为了尽量减少对系统资源的占用,Up-PTS的位置应该尽量靠近 TS0oRNC 根据 Node B 的测量报告,通过 NBAP 中 Common Transport Reconfiguration Request , 通知Node B进彳f Up-PTS位置调整；通过系统信息播送 SIB3/4中Mapping Function Parameter ; 空口信令的 Uplink Timing Advance Control 中增加

32、 UpPCH position info 通知 UE系统中下行导频信号每 5ms都是在播送发送的,对于一般终端来讲,每5ms都进行下行导频的接收,所以如果距离太远,就会由于 24t的时延超过GP 11.25KM造成对上行导频信号的干扰而影响接入.可以采用的方式是,通过对终端的改动,在终端已经接收到基站 DwPTS信息后,在本来应该进行 DwPTS接收 的时间段上不进行 DwPTS的接收,而是进行 UpPTS的提前发送,而基站的 DwPTS爱发就发吧,我终端不管.这 个提前量就可以很长了,而且终端可以按一定步长尝试屡次发送上行导频,直到基站能够正常接收到.这样可以大 大增加覆盖距离.这与UP s

33、hifting不是一回事,UP shifting的相关内容前面有人讲得很清楚了,主要是为了防止远端基站的干 扰.上面划线局部,当基站成功检测到UE上行导频信号后,在哪通知 UE呢,进而UE不再尝试发信号了？"UE以一个固定的发送时间提前量来发送SYNC-UL.基站在搜索窗口内检测 SYNC-UL序列,可以估计出 SYNC-UL接收功率和到达时刻.然后,基站通过FPACH向UE发送反应信息,给出UE下次发射的功率以及时间调整值, 以便建立上行同步.正常情况下基站将在接收到SYNC-UL后的4个子帧内对UE作出应答.如果UE在4个子帧内没有收到来自基站的应答,那么认为同步请求发送失败.U

34、E将会随机延迟一段时间,重新开始尝试同步发送."就此问题我也咨询过同事,目前来说此种实现上行同步的方法就是UE先以一个固定发射提前时间和估计功率此发射功率由接收到的下行导频以及PCCPCH RSCP的功率来估计发射上行导频,如果在 4个子帧后没有收到基站的FPACH FPACH中没有任何内容,那么认为超时,延时后按调整步长重新发射同步码,直到上行同步建立 以后,基站就会在FPACH中指示UE保持上行同步所需要的发射功率等等消息,而UE也知道了基站的位置定位,随即开始随机接入过程,直到基站指示UE进入DCH状态开始闭环功控过程纯属个人意见,欢送大家讨论指正 刚刚学习了这方面的理论关键问

35、题是很多人均将 GP做为上下行空间往返传输的时延计算,从而彳I到11.25KM的覆盖限制,这是不对的说法在广覆盖中,TD中关键的是远端相邻两个 间的干扰才是影响系统覆盖的关键,而如楼上所言, 可以 自行计算提前量,反正基站能在适当的时候收至并通过FPACH快速物理接入信道通知 进行微调进而到达1/8CHIP的精度.由于 处于广覆盖远端其对系统干扰可以忽略不计,但这时,其对其周边 用户的干扰才是系统 设计的关键设置96CHIP的GP作用是在11.25公里范围内 间相关干扰小,对于 11.25公里外的相邻用户间的干扰：UPPTS是一个突发,其考虑提前发射,这时可能正好落在邻近 DWPTS上其正在读

36、取 DWPTS但对DWPTS的影响较小由于邻近 这帧无法读取可以读取下一帧,关键是要考虑 TS1对TS0的干扰,大家知道 TS0太 重要了,PCCPCHBCH内容很长复帧最长 640Ms即128个子帧,如果一个 用户读取一半而由于邻近 干扰无法继续读取,此对用户影响巨大.所以系统绝对不允许TS1干扰TS0,进行计算,网络覆盖距离大大增加,如果还要 扩大,那么可以考虑将TS1不用在RRW考虑,这样系统距离可以继续扩大.请大家多交流7、请教关于TD-SCDMA中硬切换实现方案的问题！刚刚在网上看到这个论坛,感觉很不错,对偶的工作帮助很大,希望论坛能够帮助我们解决实际问题,越来越 红火：下面是我在工

37、作中碰到的一个实际问题,希望斑竹和各位大虾能够给小弟明示！我们在产品是模拟网络基站的局部功能,需要实现通话过程中的异频点切换如：由 10079到10087,而目 前我们的产品只能提供一个频点的效劳,即：所有的系统消息和业务信息都在同一个频点发送,如果改变频点的话 所有效劳都要移到新频点上来,考虑到要实现通话过程中的频点切换,参考论坛中一位大虾的帖子,我们只能采用 硬切换的方式来实现,即：在 断开与源小区联系后,马上把网络频点切换到新频点,让 与新频点的目标小 区建立联系.具体做法如下：在需要切换频点时,由网络向 发送PhysicalChannelReconfiguration 消息,并在消息中

38、告知 新频点信息,以及Activation time,当该时间到达时,网络侧切换到新频点,并在该频点接受 的上行消息PhysicalChannelReconfigurationComplete .不知道这种方案是否可行？如果不行能否告知其他解决方 案.如果方案可行,还有几个问题相关问题：1、 从从断开源小区到与目标小区建立联系的时间间隔大概是多少？2、由于采用上面的方案实际上在同一个时间点只有一个小区存在,即： 开机后只会搜索到一个主小区, 不会检测到邻近小区的系统消息.而 在进行硬切换时,是否只会搜索先前保存的临近小区,还是直接搜索PhysicalChannelReconfiguration

39、 消息中的指定的频点小区？3、 是否依据 PhysicalChannelReconfiguration 消息中的 Activation Time项来判断,此次切换是硬切换还 是接力切换？由于我前几次做过试验,如果该消息不配置Activation Time项,在进行小区切换时,无论在哪个时间点网络测切换到新频点都会导致 进入cell update流程,由于此时源小区已经不存在了.而接力切换是要求在一个时间内源小区和目标小区都存在的！说了很多,希望论坛的高手能够给我比拟详细的解释！先谢谢了！答：下面我就根据我本人的一点意见来答复一下楼主的问题：首先,楼主所说的利用硬切换的方式来实现是完全没有问题的

40、,所描述的硬切换的原理也相当正确,由于此前 我在这里发过一个有关硬切换的帖子带附图,所以这里就不再赘述了有关楼主的几个问题：1、 从从断开源小区到与目标小区建立联系的时间间隔大概是多少？答：具体间隔时间需要看UE的处理水平了,由于在硬切换中,网络侧通过向 UE发送物理信道重配置(PhysicalChannelReconfiguration )消息,其中的IE里包含了激活时间点(ActivationTime ),激活时间点的单 位是SFN号,这里比方说是 128 ,说明要求UE在SFN=128 以后就可以往目标小区上发送上行消息了,但 UE 不一定会在这一时刻精确切换到目标小区,而是滞后一点,比

41、方看网络侧收到物理信道重配置完成(PhysicalChannelReconfigurationComplete )消息时的 CFN=160 ,这里存在一个换算关系,即 CFN=SFN mod 256 的 余数,其中SFN的范围是04095 , CFN的范围是0255 ,根据SFN=128 ,算出的理论 UE应在CFN=128 时完成切换,而实际情况中 UE在CFN=160 时才完成了切换.而 SFN的单位是10ms ,所以具体的时间间隔可 以通过SFN或者CFN号的差值计算出来.2、由于采用上面的方案实际上在同一个时间点只有一个小区存在,即： 开机后只会搜索到一个主小区, 不会检测到邻近小区的

42、系统消息.而 在进行硬切换时,是否只会搜索先前保存的临近小区,还是直接搜索PhysicalChannelReconfiguration 消息中的指定的频点小区？答：由于在硬切换过程中,网络侧已经在目标小区配置好了通信资源(时隙、码道、调制方式、SS-TPC、TimeAddvance 、FPACH、交织方式、打孔限制、 TFCS等等等等),UE只需要根据物理信道重配置(Physical ChannelReconfiguration )消息中指派的频点,Cell_PID 进行上行发送物理信道重配置完成( PhysicalChannelReconfigurationComplete )消息来完成切换

43、过程,不需要进行小区搜索,也无须发起随机接入过程.3、 是否依据 PhysicalChannelReconfiguration 消息中的 Activation Time项来判断,此次切换是硬切换还 是接力切换？由于我前几次做过试验,如果该消息不配置Activation Time项,在进行小区切换时,无论在哪个时间点网络测切换到新频点都会导致 进入cell update流程,由于此时源小区已经不存在了.而接力切换是要求在一个时间内源小区和目标小区都存在的！答：激活时间点(ActivationTime )确实是区别硬切换和接力切换的一个关键点之一,两种切换方式需要UE对切换过程的处理步骤要求不同,

44、如果在硬切换中没有 ActivationTime 这个IE的话,UE就无从知道从什么时候可以开始往目标小区上发送上行消息,从而与小区失步而进入Cell Update.非常感谢dtcalvin的答复,我下午又作了屡次试验,我把试验结果写出来,希望大家能够帮我分析一下原因！由于时间限制上面的问题,我没有采用精确计算的方式来估算UE在什么时刻进行硬切换,而是尝试了很多不同的网络测切换时间来验证方案的可行性.这种发式虽然不准确,但通过屡次试验应该可以分析出UE大致在哪个时间段进行硬切换.具体与硬切换有关的参数：Activation time=100upPCHpositionInfo=01、网络测在下行

45、 DCCH上发送PhysicalChannelReconfiguration 后,延迟在 0到200ms 时,进行网络 测的频点切换.(由 10079 变到10087 )现象：UE 测收不到 PhysicalChannelReconfiguration 消息,直接进入 cell update 流程.分析：估计是此时 还未收到PhysicalChannelReconfiguration 消息,网络侧频点就发生了变化,导致 收不到网络,故进入 cell update流程.2、网络测在下行 DCCH上发送 PhysicalChannelReconfiguration 后,延迟在 200到4445ms 时,进行 网络测的频点切换.由 10079变到10087 现象:UE 测收至U PhysicalChannelReconfiguration 消息,但直接进入了 cell update 流程.分析：估计是此时 UE还未进入硬切换流程,故此时切换频点导致了UE收不到网络,而发起了cell update流程.3、