反激变压器设计实例(二)

1、反激变压器耐实例（二）目录反激变压器设计实例（二）1导论1一.自跟踪电压抑制22. 反激变换器“缓冲”电路33. 选择反击变换器功率元件43.1输入整流器和电容器43.2原边开关晶体管43.3副边整流二极管53.4输出电容54. 电路搭接和输出结果5总结6导论前面第一节巳经将反激变换器的变压器具体参数计算出来，这里整个反激电路最核心的 部件巳经确定，我们可以利用saber建立电路拓扑，由saber得出最初的输出参数结果° 首先进行开环控制，输出电容随便输出一个值（由TC1作为输出储能单元，其容值估算应 考虑到输出的伏秒，也有人用l2uF/W进行大概估算），这里选取lOOOuF作为输出

2、电容。 初始设计中的输出要求12V/3A,故负栽选择4欧姆电阻，对干5V/10A的输出，通过调 节负栽和占空比可以达到。由实际测量可得，1mm线径的平均电感和电阻值分别为6uH/ 匝和2.6mQ/匝，寄生电感通常为5%,由干副边匝数较少，可不考虑寄生电感，所以原边 寄生电感为27uH,电阻为11.57mQ,最终结果如图1所示。xfrnt?图2开关管电压、输出电压、输出电流首先由输出情况可以看出，变压器的设计还是满足要求的。查看图2中开关管电压曲线 可以看出，其开关应力过高，不做处理矣导致开关管导通瞬间由于高压而击穿。在反激变换器中，有两个主要原因矣引起髙开关应力。这两个原因都与晶体管自带感性

3、负栽关断特性有关。最明显的影响是由干变压器漏感的存在，集电极电压在关断边沿矣产生 过电压。其次，不是很明显的影响是如果没有采用负栽线整形技术，开关关断期间矣出现很 高的二次测击穿应力。一.自跟踪电压抑制当警惕管所在电路中带感性或变压器负栽，在晶体管关断时，由于有能量存储在电感或 变压器漏感的磁场中，在其集电极将矣产生髙压。在反激变换器中，储存在变压器中的大部分能量在反激期间将矣传递到副边。可是由于 漏感的存在，在反激期间开始时，除非采用一定形式的电压抑制，集电极电压矣有增加的趋 势。在图3中，变压器漏感、输出电容电感和副边电路的回路电感集中为，并折算到变压器原边与原边主电感 相串联。考虑在关断

4、后紧接着导通这个动作，在此期间丄原边绕组中巳建立电流。当晶体管Q 关断时，由干反激作用所有的变压器电压矣反向。不考虑输出整流二极管压降，副边电压 不矣超过输出电压。由干漏感，Q的集电极部分地脱离该钳位作用，而储存在中的能量将使集电极电压更加正。如果没提供钳位电路 / 2,由于储存在中的能量矣重新进入Q集电极的漏电容中，则反激电压将高到具有破坏性的程度。可是在图3中，稳态条件下要求的钳位作用由元件2、 2和 炎供。2的电压充到 比反馈回来的副边反激电压稍高一些。当Q关断，集电极电压反激到该值，此时二极管2 导通并保持电压为常数（？与得到的能量相比较大）。在钳位作用结束时，2上的电压比 开始值稍高

5、。在周期的维持阶段，由于向2放电，2上的电压回到他原来的值。因此多余的反激能 量消耗在2上。如果所有的条件保持恒定，减小2的值或漏感，钳位电压就矣减小。Vcc(300Vdc)v T xfr12- PP *24uczCLOCKeg J4图3用干反激变换器原边降低应力的自跟踪集电极电压箝位图4集电极电压波形，表示电压箝位作用由干反激超调具有有用的功能，因此不希望使钳位电压太低。在反激作用期间，它提供附加的电压以驱动电流进入副边漏感。这使变压器副边反激电流更加快速增加，改善了变压 器效率并减小了 2上的损耗。这对低电压、大电流的输出尤为重要，因为此时漏感相对较 大。所以选择较低的2值，导致钳位电压太

6、低是错误的。最大允许的原边电压超调量由晶 体管 额定值控制，应不低于反馈的副边电压的30%o如需要，应便用较少的副边匝 数。如果储存在 中的能量较大，要避免2上有过多的损耗，则要用能量恢負绕组和二 极管来替代该电网络，就像在正激变换器中使用的一样。这可将多余的反激能量送回电源。很明显，为了高效率并使Q上的应力最小，漏感 应尽可能小。这可由变压器原副 边良好的绝缘来得到。同时也需要选择具有最小电感的输出电容，并且最重要的是副边电路 的回路电感应最小。后者可通过使导线与变压器尽可能近耦合，且合理绕制而得到。咅质电 路板的走线应成对平行紧密耦合，距离要小。主意这些细节矣提供高效率、好的调节性以及 在

7、反激电源中有好的交叉调节性。2. 反激变换黠“缓冲”电路副边的击穿应力问题常由“缓冲电路”来解决。图5表示一典型电路。缓冲网络的设计 在后续的文章中矣详细进行介绍。在离线反激变换器中为了减少副边击穿应力，需要在开关晶体管两端跨接缓冲网络。同 时常常需要缓冲整流二极管来减少击穿应力以及RF辐射问题。在图5中，典型反激变换器的缓冲元件、和 跨接在Q两端，其作用是在Q关断时为原边感应驱动电流提供旁路和减少Q集电极的电压变化率。工作原理如下：当Q开始关断时，其集电极上的电压将矣升高，原边电流将经过二极管 转移到电容 。晶体管Q关断非常快，其集电极上的dv/dt将由关断时集电极原有的 电流和 的值来决定

8、。集电极的电压矣突然升髙，直到限定值（2 cc）。很短时间后，由干漏感，输出副边绕 组上的电压将达到occ （等干输出电压加二极管压降），反击电流将由原边交换到副边，经 /建立的电流速率由副边漏感决宦。实际上，Q不矣立即关断，如果要避免副边击穿电压，缓冲元件用这样选择，便得Q集 电极上的电压在电流降到零之前不超过ceo,如图6所示。1 C5 750pA图5用干离线反激变换器集电极的耗能缓冲电賂蠶电楼电压VccJ厂 Y"51ICBS394含 6XNd图6集电极电压和电流波形3. 逸择反击变换器功率元件通常情况，在相同功率下，反激变换器要求的元件等级髙干相同功率的正激变换器。特 别地，对

9、输出二极管、输出电容、变压器及开关晶体管的纹波电流要求较大。可是其电路简 化，不需要输出电感，而且每个输出电源仅有一个整流二极管，这些可以抵消较大元件带来 的成本增加。所以总的来讲，很多小型、小功率电源通常采用反激设计。3.1输入整流黠和W在反激变换器中没有对输入整流器和储能电容器的特殊要求。因此与用干其他形式变换 器中的一样，按满足其额定功率和维持工作的需求来选择。3.2原边开关晶体管反激电源中的开关晶体管承受相当高的应力。额定电流取决干最大负栽、效率、输入电 压、工作模式和变换器设计。首先计算在最小输入电压和最大负栽下的集电极峰值电流。该 例中，集电极峰值电流围是平均电流的36倍，这取决于

10、工作模式。集电极最大电压也非常高。它取决于最大输入电压（空栽）、反激系数、变压器设计、感 应的超调量和缓冲方式。例如，当馈电于额定电压为110V的交流电源时，最大的输入电压值为137。对此输入，最大的空栽直流整流电压cc （使用倍压输入电路）是=22在此，=最大交流输入电压，单位是rms。该例中，=137x 1.42X 2= 389典型的反激电压至少是的两倍，该例中为778Vo因此允许25%的感应超调裕量，则集电极峰值电压为972V,应选择额定值为1000V的晶体管。除了满足这些重要条件，反激晶体管必须提供良好的开关特性、低饱和电压在峰值工作电流时具有有效的増益裕量。由于晶体管的选择也要满足增

11、益，因此 它确定了对驱动电路的要求，所以合适的功率晶体管的选择可能是决定反激变换 器的效率和长期可靠性的最重要参数。3.3副边整流二极管反激变换器中的输出救流二极管要经受大的峰值和rms电流应力。实际值取决干负栽、 导通角、漏感、工作模式和输出电容ESRo典型的rms电流是 ，而峰值电流可能高 达6 o由于准确条件往往是不可知的，且二极管电流的计算困难，建议使用经验方法。对于原来的标准电路板，应世道地选择二极管的平均和峰值额定值。快速二极管的反向 恢負时间不要超过75ns。整流二极管的最终优化选择应在对样机副边整流器电流测量后进 行。由于对漏感、输出回路电感、PCB走线、导线电阻以及输出电容的

12、ESR和ESL等的 各种影响难以估计，计算出来的二极管rms和峰值电流通常不十分准确。这些参数对整流 器的rms和峰值电流要求具有非常大的影响，特别是在低输出电压、商频和大电流的情况 下。3.4输出电容在反激变换器中输出电容也是高应力的。通常输出电容的选择有三个主要参数：绝对电 容值、电容ESR和ESL以及电容纹波电流额定值。ESR和ESL只有通过选择低ESR和 低SEL属性的电容器件，并且在安装中要保持最短焊接路径。当ESR和ESL较低时，在开关频率下电容值可以控制峰峰纹波电压。由于纹波电压通 常比平均输出电压小，可假设在关断期间输出电容两端的电压有线性衰减。在这期间，电容 必须递送所有的输

13、出电流，电容两端的电压大约衰减lV/us/A （对luF的电容）。因此, 如果巳知員大关断、负栽电流和要求的纹波电压峰峰值，那么最小输出电容可通过下式计算:C =在此，c=输出电容，单位是uF;=关断时间，单位是us； =负栽电流，单位是A;-=纹波电压峰峰值该例中，对于一个12V、3A输出电源和100mV的纹波16x l(Tcx 3ai=480uF4. 电路搭接和输出结果将计算结果带入saber电路图中，选择TR分析，启动求解器，得到结果如图7所示, 可以看到，即使Q的两端加了RC吸收电路，将很大一部分突变电流分流后其启动电流还 是很高，改善方式可以通过降低漏感，加强吸收效果来进一步降低。图

14、7.saber软件中的电路拓扑和结果图示从图8中可以看出，输出电压13.71V,电流3.4A,跟前面计算结果吻合。图8.仿直结果图图9为输出电压放大后的截图，可以看到电压纹波在119mV,与初始设计值相吻合。总结：本文主要部分完全参考开关电源手册（第三版）中的反激电源计算实例，仿直验证 部分采用saber仿直软件。由干反激开关电源存在非常大的EMI噪声，传统的加磁环、滤 波器甚至屏蔽结构的做法无法达到需要的目的，高的电源噪声将矣产生一系列的EMC问题, 甚至电源的正常工作都将无法保证。尤其是磁材料的饱和特性如果不加考虑，电源都无常工 作。充分理解噪声源的产生原因，有助干处理电源中的EMI噪声，并且保证不影响开关电 源效率。满足商效率、低温升、低EMI特性的严格要求。为了