PWM直流调速系统

1、PWMft流脉宽调速系统设计1 PWM调速系统的主要问题什么是 PWM脉冲宽度调制(PWM),是英文“ Pulse Width Modulation”的缩写，简称脉宽调制， 是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技 术，广泛应用在从测量、通信到功率控制与变换的许多领域中。脉冲宽度调制是一种模拟控制方式， 其根据相应载荷的变化来调制晶体管栅 极或基极的偏置，来实现开关稳压电源输出晶体管或晶体管导通时间的改变，这种方式能使电源的输出电压在工作条件变化时保持恒定，是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术。PWMPWM的优越性 自从全控型电力电子器件问世以

2、后， 控制方式， 统，或直流 性：1)PWM控制技术以其控制简单,灵活和动态响应好的优点而成为电力电子技术最广 泛应用的控制方式 , 也是人们研究的热点 . 由于当今科学技术的发展已经没有了 学科之间的界限 , 结合现代控制理论思想或实现无谐振软开关技术将会成为 控制技术发展的主要方向之一。就出现了采用脉冲宽度调制的高频开关形成了脉宽调制变换器直流电动机调速系统，简称直流脉宽调速系PWM调速系统。与 V-M系统相比，PWMS统在很多方面有较大的优越2)3)4) 能力强。主电路线路简单，需用的功率器件少。 开怪频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小。 低速性能好，稳速精度高，调速范围

3、宽，可达1： 10000 左右。若与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰5)功率开关器件工作在开关状态， 导通损耗小， 当开关频率适当的时候， 开关损耗也不大，因而装置效率较高6) 直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高。由于有上述优点，直流PWM调速系统的应用日益广泛，特别是在中、小容量的高动态性能系统中，已经完全取代了V-M系统。PWM变换器的工作状态和电压、电流波形脉宽调制变换器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压 调制成频率一定、 宽度可以改变的脉冲电压序列， 从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速。PWM变换器电路有多种形式，可

4、以分为不可逆和可逆两大类，本次设计中要 求使用可逆电路，最常用的可逆电路就是桥式可逆PWMS换器M两端电压Uab的极 单级式、受限PWM变换器。1-2所示，它们的关系 ton 时，Uab Us，电枢桥式（亦称 H形）电路，如图 1-1所示。这是，电动机 性随开关器件驱动电压极性的变化而改变，其控制方式有双极式、 单级式等多种，这里只着重分析最常用的双极式控制的可逆双极式控制可逆 PWMS换器的4个驱动电压波形如图 是：Ug1 Ug4 Ug2 Ug3。在一个开关周期内，当0 t电流id沿回路1流通；当ton t T时，驱动电压反相，id沿回路2经二极管续流, Uab Us。因此，Uab在一个周期

5、内具有正负相间的脉冲波形，这是双极式名称 的由来。图1-1桥式可逆PWM变换器图1-2也绘出了双极式控制时的输出电压和电流波形。id1相当于一般负载的情况，脉动电流的方向始终为正；id2相当于轻载情况，电流可以在正负方向之ton I，则Uab的平均ton2，平均输出间脉动，但平均值仍为正，等于负载电流。在不同情况下，器件的导通，电流的 方向与回路都和有制动电流通路的不可逆PWM变换器相似。电动机的正反转则体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。当正脉冲比较宽时, 值为正，电动机正转，反之则反转；如果正、负脉冲相等,电压为零，则电动机停止。图1-2所示的波形是电动机正转时的情况。图1-2双极式控制可逆

6、PW变换器的驱动电压、输出电压和电流波形双极式控制可逆 PWM变换器的输出平均电压为(1-1)Ud汕冷3 （半1）Us若占空比可逆变换器中调速时,和电压系数的定义与不可逆变换器中相同，则在双极式控制的21，就和不可逆变换器中的关系不一样了。1的可调范围为 01，相应的，为-1+1。当 -时， 为正，电2动机正转；当11时， 为负，电动机反转；当-时， 0,电动机停止。22因而但电动机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，电流也是交变的。这个交变电流的平均值为零，不产生平均转矩，徒然增大电动 机的损耗，这是双极式控制的缺点。但它也有好处，在电动机停止时仍有高频微 振电流，从而

7、消除了正、反向时的静摩擦死区，起着所谓“动力润滑”的作用。双极式控制的桥式可逆PWMg换器有下列优点：）电流一定连续。）可使电动机在四象限内运行）电动机停止时有微振电流，能消除静摩擦死区。）低速平稳性好，系统的调速范围可达）低速时，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，15通。1 : 20000 左右。有利于保证器件的可靠导PWM言号发生的核心元件。 功能完善，可产生频率超过PWM控制器结构本次设计采用集成脉宽调制器SG2524作为500kHzf由外成脉宽调制器组成的脉冲信号发生电路简单、的PWM永冲信号，而且频率与脉宽独立可调，此芯片内部由基准电压源、误差放 大器、限流保护器、比较器、振荡器、触发器

8、、两个或非门和两个集电极开路的 三极管组成。内基准电压为5V,基准源负载能力达50m A。它的振荡频率接电阻Rt和电容Ct决定，电阻 R的选取范围为 k到100 k ，电容Ct的选取范围 在 F至U F之间，对应着 f 1.3/（RCt）可以得到频率范围在130Hz到722kHz的PWM冲信号。Ct上的正向锯齿波和误差放大器输出地控制电压信号通过比较器比较后，获得脉宽可调的脉冲输出。该电路可采用 2种输出方式：单端PW砒式：当输出端的两个三极管并联应用时，输出频率与振荡频率相同，占空比为0-90%;推挽输出方式，输出端的两个三极管分别使用，占空比为0-45%,脉冲频率等于振荡器频率的 1/2。

9、当脚10关断端加高电平时，可实现对输出脉冲的封锁，与 外电路适当连接，则具有过流保护功能。根据主电路中IGBT的开关频率，选择适当的Rt、Ct值即可确定振荡频率。本次设计中使用的开关频率为10kHz，可以选择R 13k ，Ct 0.01uF。PWM俞入控制信号由2引脚引入，再通过调节电位器，调节速度给定，就可以改变输出PWM勺占空比，进而改变电动机的电枢电压，达到调速的目的。PWM俞出信号由12、13引脚并联输出，经驱动电路驱动IGBT开关管。SG2524引脚图及相应功能介绍如图1-3所示：图1-3 SG2524引脚图由SG2524构成的典型电路如图1-4所示，由15脚输入+15V电压，用于产

10、生+5V基准电压。12、13引脚通过电阻与 +15V电压源相连，供内部晶体管工作， 通过其电压大小调节 11 、 14 引脚的输出脉冲宽度。图 1-4 SG2524 的典型测试电路在实际使用 SG2524产生PWM永冲波时，由电流调节器输出的控制电压作为2脚同相输入端IN+的输入，来起到调节11、14脚输出的PWM永冲波的脉宽的目 的。12、13引脚通过电阻与 +15V电压源相连，供内部晶体管工作。9脚是误差放大器的输出端，在 1、 9引脚之间接入外部阻容元件构成 PI 调节器，可提高稳 态精度，关于 9 脚旁路电阻的的选择参照图 1-5：图 1-5 误差放大器的开环放大增益和输出频率的关系我

11、们可以看到，当输出频率为的开环放大增益能达到40 dB以上,的标准。而旁路电容的选择通常为10kHz时，若选择Rl为50k ，则误差放大器 这个开环放大增益足以使稳态精度达到很高F 以免带来大的延时。本次设计中的实际使用的电路如图 1-6 所示：图 1-6实际使用电路图2 总体设计方案电路主要部分设计2.1.1 电路总体结构框图电路设计的第一步就是设计整个电路的各个环节所组成的结构框图，然后才止日步是是通过框图设计各个环节的具体电路， 并在明确了各个环节所要实现的功能后对 各个环节的电路进行参数的调整，所以结构框图作为设计的第一步是十分重要 的。本次设计要求采用PWM空制和变换器实现电机调速的

12、功能，为了使系统的稳态性能和动态性能都达到比较高的标准， 还是采用了转速电流双闭环的控制方式，电路总体结构框图如图 2-1 所示：图2-1电路总体结构框图2.1.2给定电压电源电路设计给定电压由外电路提供，一般给定电压能够达到15V就够了，所以给定电压的电源电路使用LM7815作为稳压芯片。其电路原理图如图2-2所示：图2-2给点电压供给电路变压器选择变比为11: 1的降压变压器，对功率没有特殊要求，将220V交流电压转换成 20V交流电压，然后经过整流桥，将交流电压变成直流电压，通过 4700 F大电容C1滤波产生脉动小的直流电压，之后通过LM7815芯片将电压稳定在15V。后级的100 F

13、电容C4起到减小纹波的目的，进一步减小电流脉动。F和F ,它们所起的 二极管D1的作用是保护芯片在切以免烧坏芯片，实际上就是起到为芯Un*并没有反电动势，但出于电路设计F电容C5的作用是滤去输出信号中的高频噪声，进一步提高输出电压的质量。 在使用LM7815时，要配套使用C2和C3,并分别取值为作用是防止芯片内部电路产生高频自激震荡。 断电源时不会受到负载的反电动势的作用， 片后级负载续流的作用，虽然本次设计中 的良好习惯还是加上了二极管D1。2.1.3电流调节器设计本次课题中将才哟哦那给工程设计法来设计转速、电流双闭环调速系统的两个调节器。按照设计多环控制系统先内环后外环的一般原则，从内环开

14、始，逐步 向外环扩展。在双闭环系统中，应该首先设计电流调节器，然后把整个电流环看 作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。双闭环调速系统的实际动态结构框图如图2-3所示，它除了包括了主要环节外还包括了电流滤波环节和转速滤波环节。由于电流检测信号中常含有交流分 量，为了不使它影响到调节器的输入，需加低通滤波。这样的滤波环节传递函数 可用一阶惯性环节来表示，其滤波时间常数Toi按需要选定，以滤平电流检测信号为准。然而，在抑制交流分量的同时，滤波环节也延迟了反馈信号的作用，为 了平衡这个延迟作用， 在给定信号通道上加入一个同等时间常数的惯性环节, 作给定滤波环节。其意义是，让给定信号和反馈信

15、号经过相同的延时，使二者在 时间上得到恰当的配合，从而带来设计上的方便。图2-3系统动态结构框图滤波时由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波，间常数用Ton表示。根据电流环一样的道理，在转速给定通道上也加入时间常数 为Ton的给定滤波环节。下面开始对电流调节器的设计。1. 电流环结构框图的化简在图2-3点画线框内的电流环中，反电动势与电流反馈的作用相互交叉，将给设计带来麻烦。实际上，反电动势与转速成正比，它代表转速对电流环的影 响。在一般情况下，系统的电磁时间常数T远小于机电时间常数 Tm,因此，转速的变化往往比电流变化慢得多，对电流环来说，反电动势是一个变化较慢的扰动，在

16、电流的瞬变过程中，可以认为反电动势基本不变，即E 0。这样，在按动态(2-1)性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，也就是说，可以暂 且把反电动势的作用去掉，忽略反电动势对电流环作用的近似条件为ciVTnT可以当做小惯性群而近似的看(2-2)如果再考虑到由于 Ts和Toi 一般都比Ti小得多， 作是一个惯性环节，其时间常数为Ti Ts Toi则电流环结构框图最终简化成图2-4图2-4电流环最终简化图简化的近似条件为2.电流调节器结构的选择从稳态要求上看， 希望电流无简化动态结构后开始考虑电流调节器的结构。(2-3)静差，以得到理想的堵转特性，采用I型系统就够了。系统不允许电枢电

17、流在突加控制作用时有太大的超调， 不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰动作用 流环应以跟随性为主，即应选用典型I型系统。电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型 型电流调节器，其传递函数可以写成再重动态要求上看，实际 以保证电流在动态过程中 只是次要的因素。为此，I型系统，显然要采用PIWacr(S)Ki( iS 1)iS(2-4)其中Ki为电流调节器的比例系数i为电流调节器的超前时间常数。为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择Ti（2-5）则电流环的开环传递函数变成op (s)K|s(TiS 1)(2-6)其中KiKiKsiR(2-7)3.电流调节器参数计算由式（2-4

18、）可以看出，电流调节器的参数是 选定，待定的只剩下比例系数 次设计中，希望电流超调量 则Ki和i，其中i已经由式Ki，可以根据所需要的动态性能指标选取。在本i 5%，故可以选择对应的0.707， K,T i2-50.5，Kici12Ti(2-8)在利用式（2-7 ）和式（2-8 ）得到TiRKi 2Ks Ti(2-9)2-5所示。图4.电流调节器的实现PI电流调节器原理图如图含有给定滤波和反馈滤波的模拟式*中Ui为电流给定电压，Ui为电流负反馈电压，调节器的输出就是电力电子变换器的控制电压Uc。其中，R1R2R3R4Rd /2, GC2Co。图2-5含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器(2-

19、10)根据运算放大器的电路原理，可以容易的导出:KiRR0R5C3(2-11)Toi(2-12)根据以上的过程分析，本次课程设计的电流调节器的具体参数选取方式如下。由于采用的PWM的频率为10kHz，所以整流装置的滞后时间常数 Ts T 0.0001s，不妨取Ts 0.00006s。PWM的每个正脉冲的时间为，为了基本滤 平电流，应有（12）Toi 0.05ms，所以，取电流滤波时间常数心 0.00004s。故有Ti Ts Toi0.0001s。检查对电源电压的抗扰性能:巴竺竺50，这一指标T i 0.0001s表明动态降落非常的小，但是恢复时间相对来说较长,内。但是也在可以接受的范围Ki电流

20、调节器的超前时间常数: 电流开环增益：要T|0.005s。i 5% ，故应取KiTi 0.5 ， 因此0.5Ti0.50.0001s5000 s 1。不妨设Ui为于是Uj 12.33T7寸0.33,由式（2-7 ）可以算出电流调节器ACR的比例系数为:KIKi 1iR 5000*0.005*(1Ks44*0.332.5831校验近似条件的验证如下：有电流环截止频率：ci Ki 5000s 1整流装置传递函数的近似条件13Ts3*0.000065555.56s 1 ci满足近似条件。2. 忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件3戸3*匸VTmT* 0.07*0.00550.7 ci满足近似条件。

21、3.电流环小时间常数近似处理条件1 1 /討 TSTO?3 Y 0.00006*0.000046804.14 ci满足近似条件。下面开始计算按照图（2-5PI调节器中的相关电子元器件的取值）不妨取R050k ，则各电阻和电容值为：129.15k，取 130kR5KiRo 2.583*50 k0.005 F3 F130*1038.5nF ,取 38nF由以上原件构成的C4ToiC0応PI调节器的动态跟随指标为4*0.00004350*10 3F3.2 nF,取 3.3nFi 4.3%5%满足设计要求，于是最终的 ACR结构如图（2-6 ）所示:图2-6 ACR最终结构图2.1.4 转速调节器设计

22、1.电流环的等效闭环传递函数2-6 ）知道其开环传递函数为设计好电流环后，开始设计转速环，电流环经过简化后可以视为转速环中的一个环节，为此需要求它的闭环传递函数。由式（op(S)st沽，故可以求出其闭环传递函数:Wcl(s)1 Wop (s)K|s(TiS 1)K|s(TiS 1)Ti 2 SKi1匸K|(2-13)(2-15)忽略高次项，可以近似为:Wcl(S)1K|(2-14)近似条件为:cn1IKTicn为转速开环频率特性的截止频率。2.转速调节器结构的选择量应为Ui （s），因此电流环在转速环接入转速环内，电流环等效环节的输入 中等效为：(2-16 )丄Id(s) Wcli(s)帀&#

23、177;7Ki这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似地等效成只有较小时间常数的一阶惯性环节。用电流环的等效环节代替图2-3中的电流环后，整个转速控制系统的动态结构图便如图2-7所示。图2-7电流环等效为一个环节后的转速控制系统结构框图和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成un(s) /，再把时间常数为1/ K,和Ton的两个小惯性环节合并起来，近似成(2-17 )一个时间常数为的惯性环节，其中Tn T为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器 ASR中，现在在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因

24、 此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型n型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。由此可见，ASR也应该采用 PI调节器，其传递函数为：Wasr(s)n s其中Kn为转速调节器的比例系数，n为转速调节器的超前时间常数。经过整理可得，调速系统的开环传递函数为：Kn( nS 1)2 s 仃 ns 1)(2-18 )Wn(s)(2-19 )其中KnKn Rn CeTm(2-20 )上述结果所需要服从的近似条件归纳如下:cncn1 IK Ti1 IK3仁(2-21 )(2-22 )n。按照典型n型系统的参数关系有:3. 转速调节器参数的计算 转速调节器的参数包括Kn和h

25、T n(2-23 )Knh 12h2T2n(2-24 )Kn(h 1) CeTm2h RT n(2-25 )5能够满足跟随和抗扰性能都较好的原则,4.转速调节器的实现含给定滤波和反馈滤波的PI转速调节器原理图如图速给定电压，Un为转速负反馈电压，调节器的输出 Ui*。其电路结构与电流调节器雷同，2-8所示，图中U n为转 时电流调节器的给定电压RR2R3R4R0/2 , GC2图2-8含给定滤波与反馈滤波的PI转速调节器对于中频宽h的选择，一般取果不能满足系统的动态性能要求则做适当的调整。电阻电容的取值如下:KnRsRo(2-26)TonR5C3(2-27)1R0C04(2-28)根据以上讨论

26、，本设计中的 电流环等效时间常数为ASR设计如下：1/ K,，前面已经选择 K,Ti0.5,则有0.0002s12T i 2*0.0001 K|Ton 0.001s转速滤波常数 Ton根据测速发电机的纹波情况，取1于是转速环小时间常数Tn KTon0.0002s0.001s 0.0012s按跟随和抗扰性能都较好的原则，取n hTh 5，则ASR的超前时间常数为5*0.0012 s 0.006s由式（2-24 ）得:由题意可以算的:Knh 12h2T2n2*583333看CeUn lN*RanN230 37*1.00.1331450Un 14.5 nN 1450于是由式（2-25 ）就可以得到：

27、0.01（不妨设Un为K (h 1) CeTmn 2h RT n6*0.33*0.133*0.072*5*0.01*1.5*0.0012102.41F面验证近似条件是否满足:Kncn1Knn 83333.3*0.006500s 1电流环传递函数简化条件为1应Ti1 J 50003 V 0.00012357.02cn满足条件转速环小时间常数近似处理条件为1应Ton1 J 50003 Y 0.001745.36cn满足条件下面开始计算实现电路所需要的电器元件的取值R5KnRc102.41*10 k,取 Rg 10k1024.1k ，取 1MC3nR50.006 F 6*10 9F 6nF ,取 6

28、nF1*106C4TonC0肓4*0.001310*10F 0.4*10 6F 0.4 F ,取 0.4 F所以最终的转速调节器的电路如图2-9所示:图2-9转速调节器ASR最终形态根据h 5可以得知，转速超调n 37.6%，这显然是不满足设计要求的。ASR是实际上由于突加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线性系统的前提，应该按退饱和的情况重新计算超调量。1.5，设理想空载启动时负载系数z 0，过载系数一般取RRaRrec1.5R|nN h 拆 417.3r/min，n 1450r/min，Tm 0.07s，1.5*37T n 0.0012s，当 h5时，查表可知Cmax/Cb 81.2%于是有:

29、n2(-C)(Cbz)Ft 2*81.2%*1.5* 需*00 o.012 1.2% 8%这显然是符合题目要求的。下面考虑系统在满足稳态性能要求的时候稳定运行: 由上述过程已经有：m1/51/101/201/30Un lN*Ra230 37*1.0CenN14500.133nopnN 417.3r / minF面还可以计算出闭环速降为:nSn D(1 s)1450*0.0210*(1 0.02)2.96r /min所以有系统开环放大系数应满足:nopnci1 4 11402.96而若要系统稳定运行则应有:KTm(Tl Ts) Ts20.07*(0.0050.00006) 0.000062 伯8

30、0 680.005*0.00006显然K的取值同时满足稳态性能指标和稳态运行的要求。由以上过程可知，在满足静差率 s 2%和调速范围 D 10的条件下系统可以实现稳态运行，同时满足转速超调n 8%和电流超调i 4.3% 5%的要求。另外由表 2-1n 10% 的。可知，当+ 雷 50即m 50时，可以推断动态速降一定是满足A Cmax/Cb*100%t m / Ttv / T表2-1对于ACR为典型I典型I型系统动态抗扰性能指标与参数的关系型系统，可以近似计算调节时间：ts1 6T 6Ti 6*0.00010.0006s型系统，调节时间满足的关系可以由表2-2知道，当取h 59.55*0.00

31、120.01146s表2-2典型II型系统阶跃输入跟随性能指标h345678910(T%tv/Tts/Tk32211111所以有总的调节时间t s tsi ts2 0.0006s 0.01146s 0.01206s。这个时间远远少于1s所以该系统的所有稳态指标和动态指标都满足题意。对于ASR为典型II时调节时间ts2 9.55T9.55T n系统其他部分设计2.2.1 IGBT 驱动器的设计本设计采用了集成芯片EXB841作为隔离栅双极性晶体管（IGBT）的基极驱动器。EXB841是混合IC，能驱动高达 400A的600V IGBT和高达 300A的1200V IGBT。由于驱动电路信号延迟不

32、大于1us，因此此混合IC适用于高约 40kHz的开关操作。其引脚功能如下（引脚图如图2-10所示）:图2-10 EXB841引脚图1 ：连接用于反向偏置电源的滤波电容2 :电源（+20V）3:驱动输出4 :连接外部电容，防止过流保护误动作5:过流保护输出9 :电源（0V）在实际应用中的电路接线图如图6 :集电极电压监视14、15:驱动信号输入 （-、+）2-11所示：图2-11 EXB841的实际应用电路2.2.2转速与电流检测电路2.2.2.1 转速检测电路与电动机同轴安装一台测速发电机，从而引出与被调量转速成正比的负反馈电压Un，与给定电压 Un相比较后，得到转速偏差电压U n输送给转速

33、调节器。测速发电机的输出电压不仅表示转速的大小，还包含转速的方向，测速电路如图2-12所示，通过调节电位器即可改变转速反馈系数。图 2-12转速检测电路2.2.2.2电流检测电路通过霍尔传感器测量电流的原理如图2-13所示:图 2-132.2.3三相桥式不控整流电路使电机运行还需要额外提供一路 流电路组成，考虑到电机额定功率 虑到整流电路的损耗和留出20%的余量，电流检测电路230V直流电源，该电源由三相桥式不控整Pn 8.5kW ,所以变压器的功率要高于这个值，考变压器功率应取PT 1.2Pn 10.2kW，取10kW即可。至于变比，考虑到若后级加入的电容够大，基本上能够把电压拉平，则变压器

34、副组电压应该为U2 230V/1.4 164.2V ,就取以变压器原边绕组采用接法165V。为了避免整流电路产生的高次谐波污染边绕电网，所 炉220,副边绕组采用丫型接法，所以变比为k U21652.3。具体电路结如图2-14所示:图2-15三项桥式不控整流电路2.2.4保护电路设计2.2.4.1 过电流保护电路直流电动机全压启动时，如果没有限流措施，会产生很大的冲击电流，这不仅对于电动机换向不利，对对过载能力低的电力电子器件来说，更是不能允许的。考虑到，限流作用只需在起动和堵转时起作用，正常运行时应让电流自由地随着负载增减。 如果采用某种方法， 当电流大到一定程度时才接入电流负反馈以限制 电流， 而电流正常时仅有转速负反馈起作用控制转速。这种方法叫做电流截止负反馈，简称截流反馈。电流截止负反馈电路图如图2-16 所示：图 2-16 电流截止负反馈另外，除了加入电流截止负反馈以达到当电动机全压启动时限制电流的目的，还应该在主回路中加入快速熔断器， 以限制流过其他电力电子元件的过电流。IGBT 的前级已2.2.4.2 过电压保护电路此处的过电压保护主要是针对三相整流电路，