开关电源设计不可不看--Flyback电路原理DOC

1、Flyback转换器电路是由Buck-Boost电路，利用磁性元件耦合的功能衍生而来，所以要探讨 Flyback电路，必须先从Buck-Boost电路开始。、Flyback电路简介(一) Flyback电路架构Flyback变换器，俗称单端反激式DC- DC变换器，又称为返驰式(Flyback)转换器，或"Buck-Boost"转换器，因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量，因此得名.Flyback变换器是在主开关管导通期间，电路只储存而不传递能量；在主开关管关断期间， 才向负载传递能量的一种电路架构。(1) Flyback变换器理论模型如图。(2)实际电路结构根据Flyb

2、ack变压器的同名端绕制方式，有下面两种形式，这两个电路实质上是一样的。 当然，Flyback电路还有其他衍生形式(见附录I)。S/)Y, L_用"Ar 21 £(二) Flyback变换器优点 (1)电路简单，能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出的要求。D1FlLI”D2d1«' C) R § Vai(2)(3)(4)转换效率高，损失小。 匝数比值较小。仍可有较稳定的输出，目前已可实现交流输入在85265V输入电压在很大的范围内波动时, 间，无需切换而达到稳定输出的要求。(三)Flyback变换器缺点(1) 输出电压中存在较大的纹波，负载调

3、整精度不高，因此输出功率受到限制，通常应用于150W 以下。(2) 转换变压器在电流连续(C.C.M.)模式下工作时，有较大的直流分量，易导致磁芯饱和，所 以必须在磁路中加入气隙，从而造成变压器体积变大。(3) 变压器有直流电流成份，且同时会工作于C.C.M./D.C.M.两种模式，故变压器在设计时较困 难，反复调整次数较顺向式多，迭代过程较复杂。、Buck- Boost转换器工作原理所有的导出型转换器都保留其基本转换器的特性；要了解 Flyback转换器，要从其基本转换 器Buck Boost电路开始。（一） Buck Boost 电路组成Buck Boost电路由一个开关晶体管，一个功率二

4、极管，一个储能电感和一个输出电容组成， 见图1。BATTERYJTCQLTKbrRTLoQ2Q图1 Buck Boost电路结构（二）电路特性（1）输出电压为负电压（2）输出电压的大小可高于或低于输入电压（3）输入端与输出端的电流波形都是脉波形式。（三）工作原理为方便理解电路工作原理，先介绍一下楞次定律。楞次定律：电感总是“阻碍外电路通过电感的磁通（电流）的变化”，即：外电路通过电感的磁通 （电流ii）增大，电感将产生与*1 （电流ii）反向的磁通*2 （电流i2）, 阻碍外电路磁通*1 （电流h）的增大；外电路通过电感的<t>1 （电流h）减小，电感将产生与*1 （电流ij同向的

5、磁通鵜（电流i2）， 阻碍外电路q （电流h）减小的减小。以下就Buck Boost稳态电路的工作作一个简要说明。假设一个周期的开始时间为：开关晶体管 Q1导通时（Turned On或Closed）。此时输入电压 完全跨在电感之上，电感的电流将成线性增加。由棱次定律，“外电路通过电感的电流i1增大，电感将产生与h反向的电流i2，阻碍外电路电流h的增大”。外电路电流i1 （主要是主电路电流） 从同名端流出，原边的同名端为负，异名端为正，所以电感电压V；为“+”，电感所存储的能量因此逐渐增加；变压器副边的同名端为负，异名端为正，所以功率二极管反偏，负载所需的能量完 全由输出电容提供，此时电容的电压

6、会有些降低（要看电容的大小）。当开关晶体的控制信号（电压或电流），使开关晶体 Q1不导通时（Turned Off或Opened ， 此时外电路通过电感的电流i1急剧减小（几乎为零），由楞次定律，“电感将产生与磁通 *1 （电 流h）同向的磁通*2 （电流i2），阻碍外电路*1 （电流h）的减小”；外电路电流h （主要是电感 电流），从同名端流出，原边的同名端为正，异名端为负，所以电感电压 V1为“-”，变压器副边的同名端为正，异名端为负，所以功率二极管正偏，变压器副边电压大小恰等于输出电压。通过 二极体的电感电流将线性减少，除了提供给负载外，还给输出电容充电（输出电容的电压会增高 些），这个情

7、形将持续到下一个周期开始为止。开关晶体导通的时间占整个周期的比率，称为工作周期（Duty Cycle，简称为D），D越大,表示电感充能的时间越长，依照“伏-秒平衡”原理（后面介绍），输出电压一定越高。（四）公式推导 以下公式推导时作如下假设：1）2）不计。开关晶体与二极管均为理想元件，也就是导通时呈短路，不导通时呈断路。电感不会饱和，且电感值为不变的常数，也就是B- H曲线为线性，且铜损/铁损忽略电感与输出电容构成的等效滤波器， 可以有效的将输出电压滤成纹波很小的直流电压。 或者说，电感与输出电容构成低通滤波器的角频率远低于切换频率。1.连续导通模式（C.C.M）公式推导丄Q 書厂3）（1）在

8、开关晶体ON的时间,0兰t兰DTs(2.1 )VL(t) = ViiL(t)= iL(0) +tL5(0)+V,t(2.2 )在t= DTs时,iL(DTs)= iL(0)+ VDT(2.3 )（2）当开关晶体被OFF时，DTs兰t乞Ts，二级管顺偏导通,所以VL(t)V。(2.4 )1,)=5)+丨 DTstvL 0 )d"(DTjVEDTs)(2.5 )当t = Ts时,iL(Ts)= iL(DTs)-Vo(1- D)Ts(2.6)在稳态操作情况下，°（0） = .（Ts），将（2.3 ）代入（2.6 ）得亿)7(0) + 进VO(1-D)Ts(2.7 )也就是ViDT

9、s=Vo（D）Ts（ 2.8）（2.8 ）就是所谓的“伏一秒平衡”定律。电感的电压，对时间积分一个周期，结果为零,如此才可确保电感器不会饱和。由（2.8 ），可得输出与输入电压关系式：M花旦VI1- D，当工作周期D小于0.5时，输出电压小于输入电压；当D大于0.5时，输出电压大于输入电压。（3）电路波形R+ 7。=CRTonT°ffV,V。Q/DDVLCCdc ESRESR eSLII输入端的电流波形，即开关晶体的电流为脉波形状，实际应用中，必须加入滤波器（ C或LC） 才不会影响其他系统；二极管的电流也是脉波型，所以通过输出电容的纹波电流较大，所以使用 的电容也需大，而且对等效串

10、联电阻 ESR勺要求也比较严格。备注：ESR是指在AC或DC下的串联等效阻抗（Equivale nt Series Resista nee ）。ESL 在 AC 下的串联等效低电感（Equivale nt Series In ducta neeBCESF与频率关系：电解电容的ESF会随着使用频率的上升而下降。厂商标称的ESR是在一定It/Hr'1-I -I I工作频率（120Hz,1KHz,100KHZ下的ESR见下表：Cjurvfll 6.3V閒 * 总】0 pFh 创 V. 1COV.ESRr ：ypcaJ3l?e'C lOOKE2.不连续导通模式（D.C.M）公式推导以上

11、所推导的公式是在连续导通模式（Contin uous Con duction Mode C.C.M）下操作的 Buck-Boost电路，也就是电感的电流恒高于零。它的物理意义是，电感的能量在（1-D）Ts的期间并未完全释放。从图上显示，如果输入与输 出电压不变，电感与电容值也固定的情形下，负载电流与电感的平均电流成正比，当负载电流逐 渐减小时，电感的平均电流也会逐渐降低，低到电感在某一时段的瞬时电流为零。此时我们称转 换器即将进入不连续导通模式（Disc ontin uous Con duction Mode D.C.M）操作。也就是说, 电感的能量在充放之间，会将能量完全的释出。其实影响C.

12、C.M./D.C.M.的因素不只是负载电流，以一个输出电压固定的稳压电路为例，切 换频率，电感大小，输入电压与负载电流，都会影响转换器的操作模式，前两者在设计阶段制定，后两者才是实际应用上主要的影响因素。于是C.C.M./D.C.M.存在一个以输入电压与负载电流的边界线，在边界上，恰好是电感电流碰到零的操作点。（边界线将在后面讲述）在D.C.M.的工作模式下，转换器有着与C.C.M.不同的特性，一般将一个工作周期分成三个部 分：DJs - 开关晶体导通期间D2T -开关晶体被OFF且电感电流大于零期间DsTs - 开关晶体被OFF且电感电流等于零期间。（1）在0到DiTs期间,即开关晶体导通期

13、间，电感上依旧跨着输入电压，电感的电流也是线性上升，只不过是从零点上升。在开关晶体ON期间，即0兰t兰DiTs，VL（t）二Vi（2.10）iL（t） =iL（0）+ + 认（）dTVL（t）V。（2.13）（2.11）在tD1TS时,igTsVVOTs（2.12）（2）当开关晶体被OFF且电感电流大于零时, DJs 兰 t 兰（D1+ D2）Ts ，二级体顺偏,iL（t）= iL（D1Ts）+ L jdt vlC ）dTL DVs(2.14)= iL(D1Ts) - VodTs)当 t = (Di + D2)Ts 时,iL(D D2)Ts= iL(D1Ts)-VoDTs= 0(2.15 )（

14、3）由（2.14 ）可以看出，电感的电流以一个斜率下降，当电流降到零时，二极体不再导通, 负载所需的能量不再由电感提供，将由输出电容负担。这时电感电流为零，电感的电压也为零，我们称此转换器已工作在DsTs期间，Ds = 1- D1 - D2 0（Di + D2）Ts兰t兰T期间,VL(t) = 0(2.16 )iL(t)= 0由2.12与2.15可得,(2.17)Vl D1Ts = VoD2Ts（2.18 ）（2.18 ）依旧是磁性元件“伏-秒平衡”式子，如果由负载电流的角度（负载电流连续期间） 来看，其大小恰等于通过二极体电流的平均值，也就是I ,0I O2 .（DJs）。2 ,（面积公式）

15、由（2.15 ）可得iL(D1Ts) =VoD2TsL ，所以Io®2L(2.19)其中R为负载电阻值，将（2.18 ）化简，得到D2得关系式,D22LRTs(2.20)代入(2.18)得,DiVoViD2(2.21 )由以上得推导得知，在D.C.M.工作的时候，工作周期Di与负载的轻重有关（2.20 ），这个现象与C.C.M.是不同的。从以上分析推论知（2.21 ）:输入电压低，切换频率高，电感大，负载电流大都有将转换器推向C.C.M.的趋势，这从公式推导和电路物理意义，都容易得到。现在如果将切换频率Ts，电感值L与输出电压Vo固定，则可以得到一条代表C.C.M.与D.C.M.的边

16、界曲线公式:由（2.21 ）得D2D2DiViVoD2D2 + D1ViD2 + D1ViVi + Vo，iLS(t)=O(2.26)代入（2.19 ），得(2.22 )VoTsVi22L Vi2这条曲线在设计转换器与分析转换器的工作范围都很重要，设计就是依此曲线设计。（4）电路曲线三、Flyback转换器工作原理Flyback不同于Buck-Boost的地方，仅在于将电感器衍生成一个“耦合电感”，也就是俗 称的“变压器”，但不同于一般变压器，耦合电感“实实在在”的存储能量，不只是变压器的磁 化能量。就是因为将电感变成耦合电感，所以可以将初 /次级隔离，而且利用匝数比的控制，使转换 器的工作点

17、设计更有弹性。另外，多组输出的应用更简单容易。公式推导和Buck-Boost几乎一样，为更接近实际情况，将二极体顺向压降考虑进去（在低 输出电压时相差很大）。1ft（一）先推导C.C.M.的工作情形（1）在开关晶体ON期间，即0十DTsVlp (t)二 Vi(2.23)iLP (t)= iL P(0) +LPt0Vlp C )dTl p(0) + 广LP(2.24 )此时，二极体反偏不导通，负载电流全部由输出电容提供。VLS(t) =Np(2.25)在t = DTs时,VI DTsLPiLP(DTs)=iLP(0)+ s(2)当开关晶体OFF时，二极体顺偏,DTs乞t兰Ts(2.28)VLS

18、(t) = Vo + Vd )iLs(t)=iLs(DTs)+LLstItsVlsU 炒Npj(7。»)(DTs)"P(DTs)Ls(2.29 )其中 iLs(DTs)Np N"i LP(DTs)就是“变压器公式”得到的。对应到初级侧，可以得Vlp (t)=NpNs(2.30)(2.31 )iLP (t)=当t = Ts时,(2.32)iLs(Ts)塔iLp(DTs)-VOnNsLsNs由( 2.27 )和心(0)= 土 30)，所以Np . Npzc VI DTs_ . /c丄 Np ViDTs NsLp碍Lp( DTs)【iL p(0)+p = iLs(0)N

19、p ViDTs因为 i LS (Ts ) " i LS (0)所以,Vo(1- D)TsNsLpLs因为ViD 晋(Vo + Vd)(1-NsD)(2.33)Np (Vo+Vd) D1- D或 NsVi(2.34 )就是C.C.M.中输出/输入电压关系式。(2.34 )(3)电路波形+ 7。1。ONOFFLSId观察各元件的电压与电流波形，除了耦合电感的特性外，Flyback电路确实与Buck-Boost电路完全类似，电流的导通模式都完全一样。(二) D.C.M公式推导(1)在 t D1Ts 时,iLP( DSsLp(2.37)对应到次级侧,NsVLSCVI(2.38 )iLS(t)

20、= O(2)当开关晶体被OFF的瞬间，二极体顺偏,(2.39)WTs)晋 V|D1TsNsLp=Ns V1D1TS-NpLs在次级侧电感电流大于零期间,DJs兰t 兰(Di + D2)TsVLs(t)= -(Vo + Vd)1iLs(t)= iLsQTs) +LsDiTsVlsU 炒Ns Vi D1TS(Vo + Vd )(t - D®Np LsLS(2.42)在 t = (Di + D2 )Ts 时,i LS (Di+ D2)Tsk0 ，所以(2.42)变成NVQTs = (Vo +Vd)D2TsNp(2.43)同样可以得到“伏一秒平衡式”。由(2.42)可以看出，电感的电流依一个

21、斜率下降，当电流 降到零时【t = (Di + D2)Ts】，电感的能量已消耗殆尽，二极管不再导通，负载所需的能 量不再由电感提供，转由输出电容负担，这时电感的电流为零，相对电感的电压也为零，我们称 工作在DsTs期间。 D3 = 1 - Di - D2，(2.44 )(2.45 )VLP(t)= VLs(t)二 0iLP (t)MLS (t)=0负载电流大小恰为通过二极体电流的平均值，也就是lO VO2R 申S(D1Ts"(V宀。)D2Ts2Ls(2.46)其中，R为负载电阻值，将(2.46 )化简，可得关系式j(Vo +Vo)Ts，由(2.43)可得，D12IoLsN P VoV

22、dNsViD2由以上的推导可知，在D.C.M.工作的时候，工作周期(C.C.M.是不同的。Di)与负载的轻重有关，这个现象与(4)电路波形Np：NsrNp(5) C.C.M.与D.C.M.的分界线如果将匝数比、电感值、切换频率与输出电压固定，可推导出一条代表C.C.M.与D.C.M.的分界线公式：NsVi1Ts(Vo+Vd)Npr2Ls 【;严Vi + (V。+ Vd )NpC.C.M与D.C.M.临界线时电路波形:IqIdNp：NsM-Vo C >RVp化+5)00LP四、FLYBACK电路改进形式进的 flyback topo log电路一（一）电路如下:ViOEO-49191-01

23、4:17 EE42/30 CarePC4)NL厂-24VdcCT200J3E43 Drv30 KHz10 ohm-VW10 ohm0S6-00041-00Al RHRPg 舀 D088-21004-00SOA/IOOVVo+330 V deVciII040j-00205-00 i lOftuF/UOVII1(二) Imp roved Fly-Back 输入输出关系Inp ut: 24VDC ； Out put: 330 VDC /500W根据Imp roved Fly-Back电路工作原理，在Fly-Back电路稳定工作时（运行工况：C.C.M.），推导输入输出电压 V、Vo与导通比D变压器匝数比n （ Ni / N2）的关系；计算电容两端电压VcI1ViL1DT(1)I2八C(1-D)TL2I1N2N1V| + (Vo - Vc) n=Vc由以上四个方程联立求解，可以得到,V, + nVon+ 1Dn(Vo-Vi)V, + nVoLi（备注：I理论计算结果:由 Vi = 24V、Vo = 330V、n = 4 / 17 可得:D = 71.2%Vc = 83.2 V实际测试结果：D = 75%Vc = 82 V（三）电路