双开关三相四线PFC电路的研究(精)

1、第22卷第2期电工电能新技术Vol.22,No.2双开关三相四线PFC电路的研究曹建安，裴云庆,王兆安，卓放,董晓伟(西安交通大学，陕西西安710049)摘要:提出了一种双开关三相四线功率因数校正拓扑电路，该电路能够提高电力电子装置的功率因数，减少装置对电网的谐波污染，满足或者接近相关的谐波标准；降 低三相PFC的复杂性,降低制造成本，达到实用化的要求。本文叙述了该电路拓扑 的工作原理和控制方法，最后给出了实验结果，验证该电路的正确性。关键词:双开关;三相四线；功率因数校正；谐波中图分类号:TM46;TN35文献标识码:A文章编号:1003 3076(2003)02 0034 041引言电力电

2、子装置产生的大量谐波，对电网造成了极大的危害。国际和国内有关部门已经对此类设备的输入谐波电流作了相关规定 明确提出了谐波标准。对于单相电源的电力电子设备，抑制其产生谐波的功率因数校正PFC技术已经相当成熟，而且已经实用化。然而，三相电力电子装置在电网中 应用得比较广泛，其相应的PFC技术还是国际上一个热门的研究课题。目前比较成熟的三相有源PFC技术主要有：单开关三相PFC、六开关三相高频整 流器和多开关PFC电路。但是，这些技术在实际应用中存在着以下制约因素：制造 成本高、控制复杂、可靠性比较低、体积比较大等。在国际上，对三相PFC技术研究比较多的主要有双开关三相 PFC以及相关的谐波注入技术

3、。本文提出了一种 适用于三相四线的双开关PFC拓扑电路,主要是应用在对谐波要求不严格而且有 中性线的场合。该拓扑将滤波电感放在了交流输入侧，能够采用较低的成本和简单 的控制方案,提高整流装置的功率因数，降低输入电流的谐波含量，满足相关的谐波 标准。1-3示。三相输入电源为ua、ub、uc,D1D6为工频三相整流桥，D7和D8为高频隔直 二极管,M1和M2为两个开关管丄a、Lb、Lc为三相的滤波电感，两个输出电容C1 和C2串联,其中点和开关管的中点一起连接到输入的中性线。由于中性线的存在,三相电源的正半周和负半周可以独立工作，而且工作原理也完全相同，因此只研究 正半周的工作过程即可。在对图1的

4、三相PFC电路进行分析之前，先讨论在一个 开关的控制作用下，两个电压源并联的BOOST电路工作状况。图1双开关三相四线PFC电路Fig.1 3 P hase4 wire PF Ccircuitusi ngtwoswitches2双开关三相四线PFC电路的提出及其工作原理本文提出的双开关三相四线 PFC电路如图1所收稿日期：2002 09 05基金项目：国家自然科学基金资助项目(50007007)2 1两个电压源并联的BOOST电路工作分析如图2所示的两个电压源并联的 BOOST电路,其输入电压为u1和u2且u1>u2通 过升压电感L1、L2和二极管D1和D2并联，控制只有一个开关M。电感

5、L1=L2=L,负载为RL,输出电压为uo。这作者简介:曹建安(1971 ),男,陕西籍，博士，主攻开关电源和功率因数校正技术的研究),第2期曹建安,等:双开关三相四线PFC电路的研究(3)L2 截止阶段(d+d1)TS,TS35个电路的工作状态可以分为三个阶段描述:(1)M导通阶段;(2)L2续流导通阶段;(3) L2截止阶段。在t=(d+d1)TS时刻丄2续流截止丄1继续续流,直到开关周期TS结束。该阶段的L1电流的续流时间为(1-d-d1)TS。对于电感L1和L2分别在(1)、(2)和(3)阶段的工作状态，根据电感伏 秒积相等的原 则,可求出该阶段占空比d和电感续流阶段d1分别为：图 2

6、 两个 BOOST 并联电路 Fig.2 ParallelcircuitwithtwoBOOSTd=uo-u1 uo(1) (2)(1)M导通阶段0,dTS设在t=0时刻,开关管M导通。电压源u1和u2各自通过电感L1和L2短路到地, 其等效电路如图3(a)所示，设开关周期为TS,控制占空比为do L1和L2的电流波 形分别如图4(a)和 4(b)的0,dTS区间所示，电感L1和L2的电流在该区间都开始线性增加。u2d1=u-u do2设i1!TS为L1在一个TS期间的平均电流，i2!TS为L2 一个TS期间的平均电流。 则L2的平均电流i2!TS为：i2!TS=u21(d+d1) dTS 2

7、L2将式的d1代入式(2),且令:Re(d)=,化简可得：d(t) TSu2uoi2!TS=R(d) u-ueo2(a)M 导通O,dTS(b)M 断开dTS,d1TS等效电路等效电路图3 一个开关周期的等效电路 Fig.3 EquivalentcircuitinaswitchI h:'!Illd ； i-dItd2八(a) M和</,>Ts的波形Is(b) /2和VQtS的波形period设该变换器的器件都是理想器件，没有功率损耗。在稳态情况下，一个开关周期的 输入平均功率总是和输出功率相等。则有：uoi1!TS u1+ i2!TS u2=RL式中,等号左边为该电路的输入

8、功率，由两部分组成，一部分是电源u1提供的功率， 另一部分是由u2提供的输入功率。其中，u2的输入平均电流由式 可得。将式 代入式可得u1的输出电流i1!TS为：u2uouoi1!TS=- u2u1RLRe(d)uo-u2图 4 L1 和 L2 的电流波形 Fig.4 CurrentwaveformsofL1andL22 2双开关三相四线PFC原理分析对于本文提出的图1的电路,设输出电压为uo,输出负载为R1。设三相电源a、b、 c的输入电压为ua、ub、uc,有效值为Urms,周期为T(频率为f=1 T),角频率为，三 相输入电流为ia、ib、ic,设输出功率为Po,则输入电压可以表示为式(

9、7)。a=b=2 Urms sin( t)2 Urms sin( t-2 3)rms t+(7)(2)L2续流导通阶段dTS,(d+d1)TS在t=dTS时刻,M关断,u1、u2和L1、L2共同向负载提供能量，其等效电路如图3(b)11'll I iHu II III ' IAL1和L2的电流开始下降，设其持续时间为d仃L1的电流如图4(a)dTS,(d+d1)TS 区间所示,S,d+d1TS36电工电能新技术将式(8)和(9)代入上式，可得Ip:P2P2IP=0 999 U#U rmsrms第22卷如图5所示的三相电压ua ub、uc波形,实线为a相电压波形，点划线为b相电压

10、 波形,虚线为c相电压波形。将每一相电压的正半周分为 6个区间，每个区间为6的 宽度,并以每一相的正向过零点为起始点，将每个区间的变量下标分别用16个数字表示。图5所示的波形是以a 相电压的正向过零点t=0为起始时刻。对于三相电压完全对称，64nO、yPa(11)a相在0, 6的电压和电流波形与c相在6, 3区间的波形完全对称，那么,c相在6, 3区间输出的功率P1应该和a相在0, 6 区间输出的功率相等。因为a相的电流工作在断续状态，一个开关周期的电流平均 值代表该a相在工频周期的瞬时值。设a相在该区间一个开关周期的平均电流为 ia1!TS,则该阶段的输出功率为：P1 =?u6 aia1!T

11、Sd t(12)a相在0, 6区间的电压小于c相电压，开关管的占空比受c相电压控制。令式(5)和 式中图 5 三相输入电压波形 Fig.5 3 phaseinputvoltagewaveformu1=uc,u2=ua且输出电压为uo 2。于是求出c相在该阶段的占空比dc5和a相电流 的续流时间da1分别为：dc5=uo-2uc2ua和 da1= dc5uouo-2ua相电源在0, 6区间内的输出功率和c相电源在6, 3区间输出功率相等。在三相 电源一个0,2 波形周期的6个3区间的输出功率也都相等。中性线将输出电压解耦成独立的正半周和负半周，而且正、负半周在每个3区间的输出功率也相等。2所以,

12、如果设该整流器的输出功率为 Po=uo RL,则三相电源在区间6, 2的输出能量 为TPo6,其中c相电源在6, 3区间输出的平均功率为P1,a相电源在6, 2区间输 出的平均功率为P2。那么，该区间正半周如图5所示阴影部分输出能量为：P+P=P12162120于是可得式(8)P1+2P2=Po(8)如果采用输入电流跟踪输入电压的控制方案，并且以每一相的电流作为反馈信号。a相电压在正半周的6,5 6区间最高，根据上文2.1所述的工作原理可知，此阶段a相电流完全可 控成正弦波。设a相在25区间一个开关周期的平均电流为ia25!TS,则有：ia25!TS=l psin( t)(9)式中Ip为输入电

13、流的峰值。由于三相电源对称，三相输入电流峰值相等，都为Ip。 该阶段的输出功率为：P2=于是,根据式(4)可以求出a相在0, 6区间任意时刻一个开关周期的平均电流ia1!TS 为：ia1!TS=式中Rea仁c5 uauoRea1uo-2ua(13)，为a相在该阶段的等效电阻。d TS将式中a相的电压表达式和上式a相的平均电流代入式(12),可求出a相在该阶 段输出的功率P1。在式(8)中，输出功率Po是已知的，P1已经知道,P2就可以获得， 再根据式(11),Ip就可以解出，即：IP=PoP1-Urms22(14)在a相5 6,区间，其控制原理和工作过程与0, 6区间相似,只是用b相电压代替c

14、 相电压。由于三相是对称的,a相在5 6,区间输出的功率也应该为P1,由式(12)可 知,a相在5 6,区间的电流ia6!TS为：ia6!TS=其中,Rea6(d)=b2 uauoRea6(d)uo-2ua(15)uo-2ub,且 db2=uod(t) TS2ua ia25!TSd t /(10)同理,三相电压在负半周的工作原理和上述正第2期曹建安,等:双开关三相四线PFC电路的研究37相电压在正半周的一样。仍以a相电流为例,a相的输入电流可以表示为：if 0? tv6Ip sin( t)if ? tv 66if/Ba/BI/ZS i7:«t34riOlC-MF A 卜TATUS F

15、DD GO =中 Lc 口|1 Iiriionim网1? tv ia6!TS6-ia( t- )if ? t<2 ia1!TSia( t-2 ) if 2 ? t(16)流波形基准，或者说,电流波形基准已经含有一定的谐波。这样,无论怎么控制，输入电流肯定含有谐波，但是，这种控制方案比较简单，并且，该谐波含量能够接近IEC的 有关谐波标准。ia( t)=3实验结果分析在输入相电压有效值为80VAC、输出电压为220VDC、输出电流为6A的情况下, 对该电路进行了实验研究，得到如图6的输入电流波形。图7a相电流频谱Fig.7 A p hasecurre ntfreque ncys pectr

16、um4结论从以上分析和实验结果可知，本文提出的双开关三相四线PFC拓扑主电路结构简单，只使用两个开关管；控制简单。控制方案和 单相PFC原理基本一致，均采用平均电流控制，并使输入电流连续，开关管承受的电 流应力较小;能够对输入电流进行功率因数校正，抑制输入电流谐波，使电力电子装 置的THD接近或者满足IEC相关的谐波标准。所以,该拓扑是一种可以在一定场合使用，并能够接近相关的谐波标准、而且具有较低的成本和简图 6 a相电流波形 Fig.6 A phasecurrentwaveform单可靠的控制方案，是一种可以达到实用化的三相 PFC电路。参考文献(References):1赵良炳(ZHAOL

17、iang bing).三相(有源)功率因数校正技术(Three phase(active )po werfactorcorrectio ntech nolo gies)A 中 国电源学会第 12 届学术年会会议文集(CPSSC12)C.江苏扬州(JiangsuYangzhou),1997.2于相旭 (YUXiang xu).三相功率因数校正器的建模与仿真(Themodeli ngan dsimulati ono fthree phase po werfac torcorrect ion rectifier)D 重庆: 重庆大学(Chongqing:ChongqingUniv.),2000.3

18、Yun gtaekJa ng,Mila nM Jova no vic.A no vel,robust,harmon icinjectio nm ethodforsi ngle switch,three p hase,disc ontin uousco nductio nm odeboostrectifiersA.IEEE PESC 97RecordC.St.louis.Mo,Ju ne22 27,1997.469 475.(下转第 75 页,cont.onp.75)上图中的2CH为来自a相经变压器隔离降压的电压波形。该波形作为电流的给定基准波形，经测试，该波形含有3 5%的谐波分 量。下面的波

19、形为该相的输入电流波形。由于在交流输入侧没有加低通滤波器，图中的电流有高频分量部分。从图中可见，在该相正半周的0, 6和5 6,区间,其电流 波形比理想的正弦波形小，在6,5 6区间,该相电流得到了较好的控制。进而 对该 相电流进行频谱分析，得到如图7所示的频谱图。由图中可见FC4 c hSELECT 1111Q 口B OU =口 COCO7讨 ig ftfi 111 I rnni iIS EH仙 50 a丽THDR：THO-F： )5*5gxOrde 匚 ji 12 : too .00 x|3、5、7和9次上。图7的总的电流谐波含量THD为:，谐波含量主要分布在THD=14 17%由于这种控

20、制方案是采用电网电压波形作为电 第2期缪波涛,等:基于网络的计算机与变频器的通讯及控制(TheWorldofInverters),2002,1:23 25.75 4苑传友，高艳霞,朱平平(YUANChuan you,GAOYa nxia,ZHU Ping ping).计算机与多台变频器的通讯及控 制y软件设计(Thesoftwaredesignaboutinverterscommunicationandcontrolwithhostcomputer)J变频器世界雷斌(LEIBin).VisualC+6.0 网 络编程技术(VisualC+6.0networkprogramming)M.北京:人

21、民邮电出版社(Beiji ng:P osts&Teleco mP ress),2000.Communi cati onandcon trolbetwee ncompu tera ndinv erterbasedo ntheEther net MIAOBo tao,SUNXu don g,ZHANGYa ng,LIFa hai(De pt.ofElectricalE ngi neeri ng,Tsi nghuaU niversity,Beiji ng100084,Chi na) Abstract:DS Psarewidelya pp liedasc on trollersofhighp

22、erforma ncei nverters.This pap erdesig nsan ewmethodbased on theEthernet,whichca nrealiz ethecom muni cati on betwee ninv ertersa ndco mpu ters un dertheTCPIPp rotocol.Itgreatlyim provestheefficie ncyofdevelo pin gtheDS Pp rograms,a ndcanmon itor theinv erters in real time.lthasadva ntagesoflowcosta

23、 ndsi mpleop erati on .Bothofthesoftwarea ndhardwareca nbeeasilyexte nded. Keywords:Ethernet;i nv erter;DS P;commu ni cati on(上接第 37页,cont.fromp.37)Researchofa no veltwo switches3 p hase PF CcircuitCAOJia n an,P EIYun qi ng,WANGZhao an ,ZHUOFa ngQONGXiao wei(De pt.ofElectricalE ngin eeri ng,Xi an Ji

24、aot ongUn iversity,Xi an710049,Ch ina)Abstract :On eofthe3 p hase4wire PF Cto pologywithdualswitchesisdevelo peda nditca n(1)im provethe po werfac torofthe po werelectr oni csdevicesa nddecreasetheharm onicp olluti ontopowern etsoastoa ppr oachortomeetsomeharmo ni csta ndard;(2)sim plifythedevicesa

25、ndreducetheircost.The paper in troducesthe princip lea ndcon trolli ngmethodaboutthist opo logya ndp rese ntstheresultsofits simulatio n.Keywords:dualswitches;3 p hase4 wire; PF C;harmo ni cs;simulatio n(上接第 63 页,cont.fromp.63)an dcom muni cati onapp licati on s.SelfDrive nSynchrono usRectificati on( SDSR)isa nattractivemea nstopro videhighefficie ncya ndcircuitrysim plificati onin theselow po werc onv erters.Buti ntraditio nalselfdrive napp roaches,itis necessarytoaddco mp lexiogicalco ntrolcircuitstomai ntai ntheSRs