通达学院外文翻译焦乐乐

1、南京邮电大学通达学院毕业设计(论文)外文资料翻译学 院通达学院专 业通信工程学生姓名焦乐乐班级学号08001505外文出处ISIP-2010附件：1.外文资料翻译译文；2.外文原文指导教师评价：1翻译内容与课题的结合度： 优 良 中 差2翻译内容的准确、流畅： 优 良 中 差3专业词汇翻译的准确性： 优 良 中 差4翻译字符数是否符合规定要求： 符合 不符合 指导教师签名： 2012年月日OFDM收发信机中FFT处理器的FPGA实现摘 要正交频分复用(OFDM)技术因其抗频率选择性衰落信道的鲁棒性而闻名。这种技术已经被广泛地应用于有线和无线通信系统中。通常，快速傅里叶变换(FFT)和其逆变换(

2、IFFT)运算被应用在OFDM系统中作为调制/解调器，并且FFT/IFFT运算的大小(点数)随着OFDM系统应用的不同而变化。本论文的目的是设计和实现一个变长的原型FFT/IFFT处理器去涵盖OFDM应用的不同规范。用VerilogHDL在FPGA上作了实现。I 简介移动无线信道的特点是多径衰落环境。换句话说，接收机收到的信号不仅包括直线视距无线电波而且包括大量的在不同时间到达的反射波。时延信号是地面要素如树木、小丘、高山、车辆或者建筑反射的结果。这些反射时延波与直线视距波发生干扰形成码间干扰导致网络性能的显著下降。无线网络的设计必须使这种不良影响最小化。最近，为有线公共通信网络和无线移动通信

3、网络的用户扩展服务范围的尝试越来越多。这些尝试也同样提升了人们对于宽带移动通信发展的期望。对于宽带多媒体移动通信系统来说，使用至少几兆每秒的高比特率传输是必要的。如果数字化的数据以几兆每秒的速率传输，那么这些时延信号的延迟时间将超过一个符号周期。因为时延信号与其他信号相互干扰，这种干扰所造成的影响必须在接收信号中剔除。有几种方式可以达到这个目的。为了克服多径衰落环境从而获得一个无线宽带多媒体系统(WBMCS)，使用一个OFDM传输方案是可能达到的。这种方案将在本章介绍。OFDM是基于一个并行数据传输方案的，该方案降低了多径衰落的影响，使得复杂的均衡器不再必需。OFDM被期望应用于未来的广播和无

4、线局域网系统中。例如欧洲的ETSI BRAN(欧洲电信标准协会宽带无线接入网)，美国的IEEE 802.11和日本的ARIB MMAC(广播工业与商业协会多信道MAC)都已经采纳OFDM技术作为未来宽带无线局域网系统的物理层。在这个标准体系中，对几个通信系统已经采用计算机仿真作了比较。A OFDM传输技术的概念本节，我们将专注于OFDM传输方案的发展和应用，发射机结构图4.3(a)描述了OFDM发射机的结构配置。在发射机中，发射的高速数据首先被转换为并行数据。图2.2 并行传输系统：(a)多码传输方案 (b)多载波传输方案B OFDM描述一个OFDM符号由子载波构成：子载波的数量决定了所使用的

5、FFT的大小。有以下几种载波类型：l 数据子载波用于数据传输l 导频子载波用于不同的估计目的l 空子载波实际上并未传输，用作保护带宽和直流子载波图2.3 OFDM频率描述在OFDM模式中，每个OFDM符号由一个单独的基站产生并且传达一个单独的逻辑流。数据被不同的基站以时分复用的方式传输，这种模式适用于FFT的大小从64点到512点的情况。用户符号：它们包括用户传输数据的子信道。同步符号：它们允许基于竞争的接入。空符号：这种可选择的符号可以用来帮助分担各种干扰。图2.4 从概念上讲的多址接入方式(FFT的点数从64到512)II 设计概览OFDM技术(正交频分复用)在最近几年已经被用于一些要求高

6、速率传输的应用场合例如ADSL调制解调器、无线局域网(WiFi 802.11)、DVB(数字视频广播)和DAB(数字音频广播)。在所有这些应用中，我们必须实现一个集成电路(IC)去执行必要的芯片功能。对于原型电路来说，选择FPGA比选择定制或者半定制的ASIC(专用集成电路)更好。因为FPGA实现避免了：l 最初的开销。l 漫长的开发时间和常规ASIC的固有风险。图3.1 发射模块框图所以，采用这种方式，数字数据传输的高精尖技术的发展和集成的实际的FPGA阶段使得将所有包含一个数字通信系统的电路嵌入一个特制的芯片成为可能。为了利用数据传输的这些现代化的技术，开发高效的数字调制技术是必需的。OF

7、DM是当前应用的最多的，主要是因为它使用高效的FFT去调制。以下这个工作描述了怎样运用VerilogHDL在FPGA上实现一个OFDM收发信机。该OFDM系统包括31个子载波(信道)，采用64点按时间抽取基4 FFT，运用坐标旋转数字计算(CORDIC)算法实现蝶形计算而且每个信道的调制将采用一个4QAM的星座图。这个系统被划分为发射区和接收区。A 数据扰码器数据的随机化是在下行链路和上行链路数据传输时进行的。各分配(上行链路或下行链路)的随机化是分别完成的，这也就意味着对于一个数据块(频域的子信道和时域的OFDM符号)的每一个分配，随机化处理器应该独立使用。如果即将发送的数据量不恰好等于预先

8、分配的数据量，将会在传输块的结尾补FFx(只有1)使其长度达到规定的数据量的要求。随机化处理器的移位寄存器应当为每个新的数据链路或者每1250字节(如果这个数据链路大于1250字节的话)通过后进行初始化。图3.2 伪随机二进制序列(PRBS)发生器B 星座编码器Lattice的模块卷积编码器知识产权(IP)核是用于连续或突发输入数据流卷积编码的用参数表示的核。这种核允许不同的码率和约束长度，而且支持打孔。它可以工作在连续或者块模式，这取决于信道的要求。在块模式下，要么零冲洗比特要么补尾比特可以被产生。所有的配置参数，包括操作模式、终止模式、生成多项式、码率以及打孔方式可以由用户根据应用的需要自

9、己定义。码率和打孔方式也可以在输入端口动态地改变，使得IP的使用更加灵活。Lattice的模块卷积编码器IP核和许多应用卷积编码的网络和无线标准是兼容的。C 前向纠错码(或)卷积编码器一个原始码率为1/2，约束长度K=7的二进制卷积编码器应当采用以下的生成多项式码字去产生它的两个编码比特：G1=171 OCT 对XG2=133 OCT 对Y产生器绘于图3.4。图3.4 卷积编码器卷积编码器应当以补尾比特结束，它是通过采用被编码的数据扰码模块的最后几个比特初始化编码器的存储器来实现的。D 数据交织所有被编码的数据比特以单个OFDM符号中的比特数NCBPS作为块的大小，使用块交织器进行交织。交织器

10、中进行了两次置换，第一次置换确保相邻的编码比特被映射到不相邻的子载波上，第二次置换确保相邻的编码比特交替地映射到星座图上的高有效位和低有效位上，从而避免低可靠性比特的长期存在。我们需要定义k作为第一次交换前的编码比特的序号，i作为第一次交换后第二次交换前的编码比特的序号，j作为第二次交换后调制映射前的序号。第一次置换用以下规则定义：i=(NCBPS/16)(k mod 16)+floor(k/16) k=0,1,NCBPS-1函数floor(.)定义为不超过其自变量的最大整数。第二次置换用以下规则定义：j=s×floor(i/s)+(i+NCBPS-floor(16×i/N

11、CBPS) mod s i=0,1,NCBPS-1s的值由每个子载波的编码比特数(NBPSC)决定，定义为s=max(NBPSC/2,1)。E 调制映射交织完了以后，数据比特被连续送入星座映射器。正如图中所示的那样格雷映射QPSK和16QAM应当支持，而64QAM则是可选的。图中所示的星座图应该被归一化使得平均能量相等，这可以通过使星座点乘以一个归一化因子c来实现。在下行链路中，应当支持每个分配的自适应调制和编码。上行链路应该基于来自基站的MAC层突发配置信息为每个用户支持不同的调制方案。这里提供了物理层对自适应调制和编码的支持的完整描述。图3.5 调制映射F 导频子载波每个OFDM符号的子载

12、波中有四个用于导频信号，用于保证在频率发生漂移和存在相位噪声的情况下进行稳定的相干检测。这些导频信号被插在了编号为-21，-7，7和21的子载波位置上。它们由一个二进制序列伪码进行BPSK调制来防止谱线的产生。导频子载波对每个OFDM符号的作用如下所示。 图3.6 导频子载波III IFFTü 逆快速傅里叶变换被应用于无数的输入数据l N-1ol n=0ü 此处我们使用DIT(按时间抽取)的方法ü IFFT的主要优点在于其对称性和周期性ü 此处相对于DFT而言，加法和乘法并不复杂ü 对于接收模块亦是如此加入循环前缀在接收时，为了避免码间干扰(I

13、SI)，我们附加了循环前缀不为其它仅作为保护比特。图3.7 加入循环前缀IV 基于基2/4/8算法提出的可编程单径时延反馈(SDF)FFT处理器基2/4/8 FFT结构A 基-2/4/8 SDF FFT架构有多种结构应用于基2/4/8算法。在这一节，SDF的管道结构被用来阐述基2/4/8算法。基于这个结构，FFT的长度可以从64扩展到8192。它可以运行在一个高速的系统中，而且需要的存储器资源最少。图4.1给出了点数大小为8 的SDF FFT的一个系统框图和蝶形单元(BF2)的详细硬件结构。这个框图被划分为如图中的PE(1)、PE(2)、PE(3) 3个组成部分。在图4.1的每一个组成部分中，

14、BF2的输出被乘以一个FFT旋转因子，因而有一个时钟的延迟(保存在一个移位寄存器中)。当下一个时钟来临时，经过时延的数据被填入下一个单元。基2/4/8 SDF FFT可以基于同样的蝶形结构而仅仅通过改变FFT旋转因子来实现。基于这个SDF架构，可以完成FFT算法的信号流图。硬件是简单的而且可以很容易应用到高速通信系统中。另一方面，为了高效的实现硬件，应当掌握最小的FFT数据字长和旋转因子字长。图4中OFDM的仿真框图被用于决定在所要求的最低SNR情况下需要的数据和旋转因子字长。图4.1 (a)基-2/4/8 SDF FFT流水线结构 (b)BF2硬件架构图4.2 OFDM系统仿真框图B 可编程

15、SDF FFT处理器为了编写SDF架构的程序，图4.1的框图可以模块化为两个单元：一个是计算单元用于实现FFT的蝶形计算；另一个是控制单元，用于控制I/O序列的时序和FFT大小的选择。采用这种方式，使得系统变得更加简单和模块化，因而容易实现。在计算单元中，一个计数器被用来为每个PE(n)提供选择器和乘法器的时序控制。每个PE(n)的延迟时间被事先计算好了存储在控制单元中。延迟时间可以用来控制每个PE(n)的计数器和计数器的起始时间。由于每个PE(n)可以独立工作，硬件的复杂性大大降低。电路框图如图4.3(a)所示。可编程的64点到8192点FFT处理器(带有控制电路)如图4.3(b)所示。在控

16、制单元中，每个PE用不同的延迟时间进行初始化。延迟时间根据延迟的数量来表征，见表。在PE中添加计数器的方案可以在不增加硬件复杂度的条件下达到可编程的目的。图4.3(a) 可编程SDF FFT架构图4.3(b) 带有控制电路的FFT处理器V 基于混合基2/22/23算法提出的可编程的MDC内存共享FFT处理器A 提出的多基蝶形处理器提出的基于存储器共享的混合基FFT处理器如图4.4所示，它有计算基2(R-2)、基22(R-22)和基23(R-23)的能力。提出的如图4.5所示的带有基23蝶形处理器硬件和选择器的多基2/22/23架构可以实现所有点数为2的整数次幂的情况，因为这个硬件可以分解为R-

17、2、R-22和R-23的蝶形处理器，分别如图4.5所示。操作过程为：假设在t0、t1、t2和t3时刻的输入数据序列为，和，经过3个时钟的延迟，可以得到输出数据序列分别为、和。对于不同的操作模式，输出数据序列的内容也是不同的。表为不同的基运算给出了在输出数字序列中的操作数。在提出的混合基算法中，我们将N点FFT分解成(也就是说，r1=2，4或者8)。混合基算法的核心是按8的幂次处理数据，对于N点FFT来说，它可以分解成8的幂次加上余数(例如2、22和0)的形式。图4.4 提出的基于存储器共享的混合基FFT处理器图4.5 多基-2/22/23蝶形处理器在(a) R-23模式，(b) R-22模式，

18、(c) R-2模式B 定基存储器寻址方案这里提出的存储器寻址方案如图10所示。采用两个存储体分别用来存储计算中数据的实虚部，两个简单的计数器其中包括一个列计数器和一个地址计数器被用来为基于递归和存储器共享的架构中的不同的列路径提供地址控制。而且，为了使该结构适合FFT运算，要求其能够比特重排。为了更进一步的阐述计数器在存储器读地址产生的过程中是如何安排的，我们定义：RR(x,t)，将x向右移t比特。，计数器P：列的数量，等于log8N；计数器B：每列蝶形的数量，等于N/8；计数器M：每个蝶形的时钟延迟数，等于8/2。：对计数器重排为，如此，对于定基23 FFT处理器来说，存储器地址计数器中各比特位的安排如图4.7所示。图4.6 存储器地址产生方案图4.7 在存储器地址计数器中比特位的分配C 蝶形的实现用于蝶形中的求和运算拥有同样的算法，这一点对于FFT和IFFT来说是一样的。为了避免因求和而产生的溢出危险，扩展了二进制中的符号位，重复最高有效位，例如，如果两个10比特的二进制数相加，首先，我们将不得不扩展符号位，得到两个11比特的数求和，结果也将是11比特。每